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2024年12月28日发(作者：指针数组调用)
摘要
摘要
滤波器作为通信系统前端电路不可或缺的组件，对于整个通信系统而言，其性能
的好坏将直接影响到信号的接收，发射以及传播。而随着整个通信系统的不断发展以
及完善，对于各个组件的要求也在不断的提高，滤波器也朝着小型化高性能的方向发
展。在大量学者几十年的研究过程中，基片集成波导技术（Substrate Integrated
Waveguide, SIW）因其独特的结构和电磁特性吸引了滤波器设计者们的目光。SIW其
结构既如微带线结构一样，质量轻、体积小、易加工且与平面电路集成方便，又像传
统波导一样，辐射损耗小、功率容量大。这些特性使得其可以成为顺应小型化高性能
滤波器发展的设计平台。而说到滤波器的高性能，不得不提到滤波器的高选择性，高
选择性滤波器可以更加有效的滤除不必要的干扰信号，可以大大提高有用信号的传输
效率，然而提高滤波器的选择性最常见的方法就是引入传输零点（Transition Zeros,
TZs），而传输零点的获取可以通过交叉耦合，源和负载耦合等方法来实现。本文的主
要工作就是研究将SIW技术和交叉耦合以及源和负载耦合等方法相结合设计出具有
传输零点的高选择性带通滤波器。
首先，本文简单介绍了滤波器的发展现状以及基本理论知识，包括分类以及基本
参数等。
其次，文章又讲解了本文所设计的滤波器的载体SIW，详细介绍分析了其基本结
构和特性，并又介绍了两种常见的SIW与微带线的过渡结构，接着又举例说明了三
种常用的SIW腔之间的耦合结构，这些都为下文将SIW与交叉耦合理论相结合设计
出高选择性滤波器提供了理论基础。
再次，本文介绍了交叉耦合理论，重点介绍了该理论中常见的三谐振器耦合
（Coupled Triplet, CT）和四谐振器耦合（Coupled Quadruplet, CQ）结构的相位模型，
也以此讨论TZ的位置变化，并通过仿真实例来印证了CT结构相位模型，接着又结
合仿真实例讨论了二次模谐振腔对CT结构传输零点位置的影响，最后运用上述方法
与SIW相结合利用金属通孔扰动一次模使其频率上升的方法设计出了一款通带两边
各具一个传输零点的高选择性带通滤波器。
最后，为了获得频率选择特性更好的滤波器，本文将SIW小型化电耦合谐振器
设计思想与源和负载耦合理论以及带阻谐振器结构相结合，设计加工出了两款款具有
准椭圆滤波响应的滤波器。本文所设计的三款滤波器均具有较好的频率选择特性，且
实验结果与仿真结果吻合较好，具有一定的实用价值。
关 键 词：基片集成波导， 带通滤波器， 高选择性， 交叉耦合， 源和负载耦合
I
ABSTRACT
ABSTRACT
As an indispensable component of the front end circuit of the communication system, the
performance of the filter will directly affect the reception, emission and transmission of the
signal. With the continuous development and improvement of the whole communication
system, the requirements for each component are constantly improving, and the filter is
also developing towards the direction of miniaturization and high performance. In the
process of decades of research, Substrate Integrated Waveguide (SIW) has attracted the
attention of filter designers because of its unique structure and electromagnetic
characteristics. The structure of SIW is not only light, small, easy to be machined and easy
to be integrated with the planar circuit, but also with small radiation loss and high power
capacity like the traditional waveguide. These characteristics make it a design platform to
adapt to the development of miniaturized high-performance filters design. When it comes
to the high performance of the filter, the high selectivity of the filter has to be mentioned.
The high selectivity filter can be used to filter the unnecessary interference signal more
effectively, which can greatly improve the transmission efficiency of the useful signal.
However, the most common way to improve the selectivity of the filter is to introduce the
Transition Zeros (TZs). The acquisition of transmission zeros can be achieved by means of
cross coupling, source-load coupling. The main work of this paper is to study the design of
a high selectivity bandpass filter with transmission zero by combining the SIW technology
and cross coupling and the source-load coupling.
Firstly, this paper briefly introduces the current status of the filter and its basic theoretical
knowledge, including the classification and basic parameters.
Secondly, the paper also explains the carrier of the filter desiging, namely SIW, in this
paper, introduces and analyzes its basic structure and characteristics in detail, and
introduces two common transition structures of SIW between microstrip lines, and then
illustrates the three common kinds of coupling structure between the SIW cavities, all of
which provide a theoretical basis for the design of high selectivity filters by combining
SIW with cross coupling theory.
Thirdly, the cross coupling theory is introduced, and the phase models of the three
III
西安电子科技大学硕士学位论文
resonators coupling (Coupled Triplet, CT) and the four resonators coupling (Coupled
Quadruplet, CQ) are introduced in detail. In addition, the position changes of TZ are
discussed, and the phase model of CT structure is verified through a simulation example.
Then, the effect of second mode resonator on the TZ of CT structure is discussed with a
simulation example. In the end, a high selective bandpass filter with a transmission zero
point on either side of the passband is designed by using the above method and SIW, which
uses a metallic via-holes to disturb first order mode.
Finally, in order to obtain a better frequency selectivity filter, this paper combines the SIW
miniaturized resonator design idea with the source-load coupling theory and the band-stop
resonator to design and process two filters with quasi ellipse filter response. The three
filters designed in this paper have better frequency selectivity characteristics, and the
experimental results is in good agreement with the simulation ones，and all the research is
worthy.
Keywords: substrate integrated waveguide(SIW), bandpass filter（BPF）, high selectivity,
cross coupling, source-load coupling
IV
插图索引
插图索引
图 1.1 SIW滤波器原型 .................................................................................................. 3
图 1.2 FHMSIW滤波器与HMSIW滤波器和SIW滤波器尺寸对比
[16]
.................... 4
图 1.3 两款交叉耦合准椭圆SIW滤波器
[28]
................................................................ 4
图 1.4 论文结构框图 ...................................................................................................... 5
图 2.1 滤波器分类 ........................................................................................................ 10
图 2.2 SIW的基本结构图 ............................................................................................ 13
图 2.3 SIW与微带电路的电场分布 ............................................................................ 15
图 2.4 梯形SIW—微带线转化器 ................................................................................ 15
图 2.5 梯形SIW—微带渐进线S参数仿真曲线 ........................................................ 17
图 2.6 共面波导SIW—微带线转换器 ........................................................................ 18
图 2.7 共面波导SIW—微带线转换器S参数仿真曲线 ............................................ 18
图 2.8 平面SIW谐振腔的耦合方式 ........................................................................... 19
图 3.1 容性耦合及其相位特性 .................................................................................... 22
图 3.2 感性耦合及其相位特性 .................................................................................... 23
图 3.3 谐振器单元及其相位特性 ................................................................................ 23
图 3.4 CT拓扑结构相位模型 ...................................................................................... 24
图 3.5 CT结构的S
21
响应曲线 ................................................................................... 25
图 3.6 CQ拓扑结构相位模型 ...................................................................................... 26
图 3.7 CQ结构的S
21
响应曲线 ................................................................................... 27
图 3.8 传输零点在通带右边的窄带滤波器(a)立体图；(b)上表面图 ....................... 27
图 3.9 传输零点在通带右边窄带滤波器S参数曲线 ................................................ 28
图 3.10 传输零点在通带右边的窄带滤波器(a)立体图；(b)上表面图 ....................... 28
图 3.11 传输零点在通带左边的窄带滤波器S参数曲线 ............................................ 29
图 3.12 二次模谐振器中一次模与二次模磁场分布 .................................................... 30
图 3.13 相位模型变化 .................................................................................................... 31
图 3.14 传输零点在通带左边的二次模谐振器滤波器(a)立体图；(b)上表面图 ....... 31
图 3.15 传输零点在通带左边的二次模谐振器滤波器S参数曲线 ............................ 32
图 3.16 传输零点在通带右边的二次模谐振器滤波器(a)立体图；(b)上表面图 ....... 32
图 3.17 传输零点在通带右边的二次模谐振器滤波器S参数曲线 ............................ 33
图 3.18 二次模谐振器滤波器传输S参数曲线 ............................................................ 33
V
西安电子科技大学硕士学位论文
图 3.19 ②号谐振器电场分布(a)没有微扰通孔的TE
101
模式；(b)有微扰通孔的TE
101
模式；(c)没有微扰通孔的TE
102
模式；(d)有微扰通孔的TE
102
模式 ......... 34
图 3.20 基于交叉耦合和二次模谐振器的滤波器(a)立体图；(b)上表面图 ............... 35
图 3.21 S
3
和D
4
分别对
f
TE
101
和
f
TE
102
的影响 ................................................................. 35
图 3.22 基于交叉耦合和二次模谐振器的滤波器S参数曲线 .................................... 36
图 3.23 基于交叉耦合和二次模谐振器的滤波器相位模型 ........................................ 36
图 3.24
图 3.25
图 3.26
图 4.1
图 4.2
图 4.3
图 4.4
图 4.5
图 4.6
图 4.7
图 4.8
图 4.9
图 4.10
图 4.11
图 4.12
图 4.13
图 4.14
图 4.15
图 4.16
图 4.17
图 4.18
图 4.19
(a)D
4
=1.0mm时S
3
对带宽的影响；(b)S
3
=4.3mm时D
4
对带宽的影响 ....... 37
基于交叉耦合与二次模谐振器滤波器实物图(a)上表面(b)下表面 ............... 38
基于交叉耦合与二次模谐振器滤波器S参数实测与仿真对比图 ................ 38
两种方式表面磁场分布与横截面电场分布：(a)金属通孔磁耦合窗电磁场分
布；(b)矩形槽电耦合电磁场分布 .................................................................. 42
刻蚀了五个矩形槽的SIW腔上表面示意图 ................................................... 43
四阶带通滤波器仿真响应曲线 ........................................................................ 43
源负载耦合SIW准椭圆滤波器：(a)立体图；(b)上表面图 ......................... 45
源负载耦合SIW准椭圆滤波器拓扑图........................................................... 45
源负载耦合SIW滤波器仿真响应曲线........................................................... 46
开路枝节对SIW准椭圆滤波器S
21
响应曲线影响 ........................................ 47
SIW准椭圆滤波器实物图 ................................................................................ 47
SIW准椭圆滤波器实测曲线和仿真曲线 ........................................................ 48
(a)SIW传输线 (b)加载了SIW带阻谐振器的SIW传输线 .......................... 49
SIW传输线与加载阻带谐振器的SIW传输线S
21
参数曲线 ........................ 49
L
1
对陷波频点的影响 ....................................................................................... 50
二阶带通滤波器 ................................................................................................ 50
二阶带通滤波器仿真响应曲线 ........................................................................ 51
加载带阻谐振器的准椭圆滤波器 .................................................................... 52
加载带阻谐振器的准椭圆滤波器仿真响应曲线 ............................................ 52
L
1
对传输零点位置的影响 ............................................................................... 53
SIW带阻谐振器加载准椭圆滤波器实物图（a）正面（b）背面 ................ 54
SIW带阻谐振器加载准椭圆滤波器实测曲线和仿真曲线 ............................ 54
VI
表格索引
表格索引
表 2.1 不同滤波器响应类型的基本特性 ...................................................................... 10
表 2.2 梯形SIW—微带线渐进结构几何参数（mm） ................................................ 17
表 2.3 共面波导SIW-微带线转换器结构几何参数（mm） ...................................... 18
表 3.1
表 3.2
表 3.3
表 3.4
表 3.5
表 3.6
表 3.7
表 4.1
表 4.2
表 4.3
表 4.4
表 4.5
感性耦合CT相位分析 ....................................................................................... 25
容性耦合CT相位分析 ....................................................................................... 25
耦合CQ相位分析 ............................................................................................... 26
容性耦合CQ相位分析 ....................................................................................... 26
传输零点在通带右边的窄带滤波器几何参数（mm） .................................... 28
在通带左边的窄带滤波器几何参数（mm） .................................................... 29
基于交叉耦合和二次模谐振器的滤波器几何参数(mm) ................................. 35
优化后的四阶带通滤波器的几何参数(mm) ..................................................... 43
优化后SIW准椭圆滤波器的几何参数(mm) .................................................... 46
SIW传输线以及SIW带阻谐振器几何参数（mm） ...................................... 48
二阶带通滤波器几何参数（mm） .................................................................... 51
加载带阻谐振器的准椭圆滤波器的几何参数（mm） .................................... 51
VII
符号对照表
符号对照表
符号 符号名称
c
g
FBW
P
in
P
L
P
r
Q
K
d
W
SIW
D
S
截止波长，单位是m
波导波长，单位是m
相对带宽，无单位
输入功率，单位是W
负载吸收功率,单位是W
反射功率,单位是W
品质因素，无单位
矩形系数，无单位
群时延，单位ns
SIW的宽度，单位是mm
SIW通孔直径，单位是mm
SIW通孔间距，单位是mm
角频率，单位为
介电常数，单位为
磁导率，单位为
IX
缩略语对照表
缩略语对照表
PCB
SIW
LTCC
SOP
SOS
FSIW
HMSIW
CT
CQ
CPW
TZs
IL
RL
BPF
LPF
HPF
BEF
Printed circuit board
Substrate Integrated Waveguide
Low Temperature Co-Fired Ceramic
System On Package
System On Substrate
Folded Substrate Intergrated Waveguide
Half Model Substrate Integrated Waveguide
Cascaded Triplet
Cascaded Quadruplet
Coplanar Waveguide
Transmission Zeros
Insertion Loss
Return Loss
Bandpass filter
Lowpass filter
Highpass filter
Band Elimination filter
XI
印刷电路板
基片集成波导
低温共烧陶瓷
系统封装
片上系统
折叠基片集成波导
半模基片集成波导
三谐振器交叉耦合
四谐振器交叉耦合
共面波导
传输零点
插入损耗
回波损耗
带通滤波器
低通滤波器
高通滤波器
带阻滤波器
目录
目录
摘要 ........................................................................................................................................ I
ABSTRACT ........................................................................................................................ III
插图索引 .............................................................................................................................. V
表格索引 ............................................................................................................................ VII
符号对照表 ......................................................................................................................... IX
缩略语对照表 ..................................................................................................................... XI
第一章
1.1
1.2
绪论 ...................................................................................................................... 1
课题背景与研究意义 .......................................................................................... 1
研究现状 .............................................................................................................. 2
1.2.1
SIW结构的研究现状 ............................................................................... 2
1.2.2
交叉耦合滤波器的研究现状 ................................................................... 5
1.3
第二章
2.1
2.2
本文的主要研究工作及结构 .............................................................................. 5
基片集成波导滤波器基础理论 .......................................................................... 9
引言 ...................................................................................................................... 9
微波滤波器的响应类型及种类 .......................................................................... 9
2.2.1
滤波器的响应类型 ................................................................................... 9
2.2.2
滤波器的种类 ......................................................................................... 11
2.3
2.4
2.5
微波滤波器的主要参数指标 ............................................................................ 11
基片集成波导的基本结构 ................................................................................ 13
SIW结构与微带线的转换器设计 ................................................................... 15
2.5.1
梯形微带转换器 ..................................................................................... 15
2.5.2
共面波导转换器 ..................................................................................... 17
2.6
2.7
第三章
3.1
3.2
3.3
3.4
基片集成波导腔间的耦合方式 ........................................................................ 19
本章小结 ............................................................................................................ 19
SIW交叉耦合滤波器设计 ............................................................................... 21
引言 .................................................................................................................... 21
传输零点 ............................................................................................................ 21
交叉耦合的相位模型 ........................................................................................ 22
平面CT拓扑结构SIW滤波器实例仿真设计 ............................................... 27
3.4.1
传输零点在通带右边的窄带滤波器 ..................................................... 27
3.4.2
传输零点在通带左边的窄带滤波器 ..................................................... 28
XIII
西安电子科技大学硕士学位论文
3.5
二次模谐振器对传输零点的影响 ................................................................... 30
3.5.1
相位模型变化 ......................................................................................... 30
3.5.2
传输零点在通带左边的二次模谐振器滤波器 ..................................... 31
3.5.3
传输零点在通带右边的二次模谐振器滤波器 ..................................... 32
3.6
基于交叉耦合和二次模谐振器的滤波器设计 ............................................... 33
3.6.1
微扰金属通孔的引入 ............................................................................. 33
3.6.2
可调带宽 ................................................................................................. 37
3.6.3
测试结果及讨论 ..................................................................................... 37
3.7
第四章
4.1
4.2
4.3
本章小结 ........................................................................................................... 38
基于电耦合SIW谐振器结构的准椭圆滤波器设计 ...................................... 41
引言 ................................................................................................................... 41
基于电耦合SIW谐振器结构的四阶带通滤波器设计 .................................. 41
源和负载耦合SIW准椭圆滤波器设计 .......................................................... 44
4.3.1
源和负载耦合结构的引入 ..................................................................... 44
4.3.2
测试结果及讨论 ..................................................................................... 47
4.4
基于SIW带阻谐振器结构的准椭圆滤波器设计 .......................................... 48
4.4.1
SIW带阻谐振器 ..................................................................................... 49
4.4.2
带阻谐振器的引入 ................................................................................. 50
4.4.3
测试结果及讨论 ..................................................................................... 53
4.5
第五章
5.1
5.2
本章小结 ........................................................................................................... 54
总结与展望 ....................................................................................................... 57
工作总结 ........................................................................................................... 57
工作展望 ........................................................................................................... 58
参考文献 ............................................................................................................................. 61
致谢 ..................................................................................................................................... 65
作者简介 ............................................................................................................................. 67
XIV
第一章 绪论
第一章
1.1
课题背景与研究意义
绪论
随着各种无线通信系统的出现，微波滤波器得到了特别的关注，近些年来随着新
型毫米波应用的引入和发展，其关注程度急剧增加。顾名思义由各种电路元件组成的
滤波器网络，能够在射频通信系统前端滤除掉不需要的频率波段的电磁场或微波信
号，进而控制整个系统的信号传输，因此滤波器在整个射频通信系统中的地位尤为重
要。最近提出的多种应用，包括无线局域网、汽车雷达、智能交通系统和成像传感器
等领域都有微波滤波器的身影。随着半导体产业的发展以及高工作频率芯片组的引入
与应用，对于高性能微波滤波器的需求也不断提高。
滤波器设计理论的发展是电子科学技术发展中不可缺少的一环, 是电路与系统
领域研究的最主要内容之一, 其理论十分完善, 应用极为广泛。现如今滤波器的种类
繁多，而最早出现的滤波器则是由美国学者Campell以及德国学者Wagner于1915年
各自独立发明的LC滤波器,而在三年后LC滤波器也首次应用于载波电话系统中
[1]
。
此后，由于滤波器在载波电话等通信系统中的重要作用，使其得到了广泛的关注以及
研究兴趣，特别在进入二次世界大战之后，由于军事通信的迫切需要，使得无线电技
术发展迅速，而滤波器也借着这股趋势获得了一大批工程师和科学家的竞相研究，也
因此使得滤波器设计理论得到了进一步发展
[2]
。在大战初期也就是30年代，另一项
理论即波导理论在GC. South和的主导下建立了起来，该理论的提出使
得微波技术有了新的发展方向以及平台，使得其很快在工程应用上占据了主导地位。
到了40年代，世界各国纷纷提出电子战的概念，使得军用微波技术加快发展，而当
时一般都是运用金属波导结构来设计微波滤波器，这是因为对于早期的无线电通信系
统而言，金属波导具有功率容量高，品质因数高，损耗低等优点，从而使得其被广泛
应用，但之后随着军事以及民用上对通信质量和应用方式要求的不断提高以及无线电
技术的不断发展，使得其缺陷日益明显且渐渐不能满足一些应用要求。虽然如前文所
讲，金属波导具有一系列优点，但同样也具有难以避免的缺点，其巨大的体积使得其
难以集成到平面电路中，即便通过一些技术手段完成了集成化，也会使其性能大打折
扣，另外由于其复杂的加工工艺以及高昂的加工成本也使得其不在受到工程应用的青
睐，总而言之，金属波导笨重的体积以及复杂的制作过程制约了其发展。另外由于通
信技术正向着宽频带的方向发展，而波导元件由于其自身性能的限制使得其在这个发
展趋势中不得不被淘汰。虽然波导原件已经不能够继续促进微波技术的发展了，但是
人们对于能够替代其地位的新型导波原件的探索仍在不断的进行着。在不断探索的过
1
西安电子科技大学硕士学位论文
程中，例如带状线、微带线以及共面波导等一系列平面结构的出现，为导波原件的发
展以及进步开拓了新的局面。较传统金属波导而言，平面导波结构不再具有那么大的
体积，相反其结构更加紧凑且加工工艺也不再那么复杂，这大大既降低了其制作成本，
同时也由于其平面化结构使得其更容易实现集成化。这些平面导波结构的出现促使微
波技术的发展步入印刷电路（Printed circuit board, PCB）时代。印刷电路技术的出现
使得微波电路系统的集成度大大提高，也使得各种器件朝着小型化的方向发展。然而
随着通信系统朝着高频率波段发展的过程中，特别是在准毫米波以及毫米波频段，微
带结构已经不能够向金属波导那样具有较低的损耗。所以，当时的工程应用界迫切需
要一种既能够继承传统金属波导诸如高品质因数、高功率容量、低插损等优点，又同
时具有微带平面电路结构紧凑、低成本、易集成优势的新型导波原件。在此背景下，
基片集成波导(Substrate Integrated Waveguide, SIW )技术应运而生。
SIW是指由金属通孔围成的且上下两面覆盖金属的低介质损耗基板（如
low-temperature co-fired ceramics简称LTCC等介质基片）而形成的结构，而介质基板
周围的这些金属通孔就好比金属矩形波导四周的金属壁，这就使得SIW的结构从一
定程度上和金属矩形波导相近似，而实际上两者的确具有一些相似的性质，比如说都
具有高品质因数，低损耗。同时SIW也具有平面结构诸如重量轻、结构紧凑、加工
工艺简单以及易和平面电路之间相互集成等优点。在实际应用中SIW通常被用来设
计制造诸如滤波器以及双工器等具有高品质因数的无源器件，由于其具有平面结构小
型化的优点使得其能够将一个完整的毫米波系统集成在一个封装内(System On
Package, SOP)，这样便有利于系统小型化的发展，而且从一定程度上还降低了成本，
这就使得SIW具有光面的应用发展前景
[3]
。
1.2
研究现状
1.2.1 SIW结构的研究现状
现如今微波电路系统正朝着高度集成平面化的方向发展，由于传统金属波导通常
尺寸都比较大，不利于和其他微波毫米波电路相集成实现平面化和小型化，且加工成
本高，不利于大规模量产；而相比较于金属波导结构，微带线以及带状线等平面传输
线结构都具有较紧凑的结构，有利于和其他微波毫米波平面元器件相集成，但是这些
平面传输线不具有波导结构所具有的高品质因数、高功率容量以及低损耗的优点，在
用于高频信号传输过程中辐射损耗大，抗干扰能力也差。这就使得由它们设计制造的
诸如功分器、谐振器、滤波器等微波毫米波元器件在一些关键性能指标上逊于波导元
器件，从而无法全面代替波导元件。这样一来，传统金属波导以及平面传输线结构都
无法独立担负起高度集成平面化的发展方向，这就为SIW技术的发明以及应用带来
2
第一章 绪论
的机遇
[4]
。
SIW技术之所以能够接替矩形波导和平面传输线结构继续推动着微波电路系统
的发展，是因为其能够在平面级别的介质基板上像金属波导那样传输信号，即保证信
号低辐射损耗的传输。随着工艺界的不断发展诸如PCB以及LTCC工艺技术的成熟
使得SIW可以和有源器件以及天线等无源器件甚至大部分通信系统元件集成在一个
基板上且不用通过额外工艺制造特定器件进行过度，从而降低信号传输过程中的无用
消耗，扼制寄生现象，因此SOP的概念能够延伸到片上系统(System On Substrate,
SOS)
[5]
。SOS和SIW技术完美的相契合，既可以将整个毫米波通信系统集成在一起，
从而缩小系统体积，又大大降低了制作成本，因此适合大规模量产。
SIW最早的灵感是源自于由日本专家在1994年发明的一种叫做“波导
线”的结构
[6]
,在此结构的铺垫下Hirokawa
[7]
和Uchimura
[8]
两位学者于1998年分别构
想出一种由金属通孔围成的介质基板且介质的上下表面均覆有金属层，他们发现介质
周围的一圈金属通孔就好比矩形金属波导的金属壁，而从整体看过去就好比是由介质
填充的矩形波导，能够把电磁波限定在一定范围内进行传播。并且通过研究发现金属
通孔的直径相对于波长的关系以及通孔间的距离都会影响信号传输过程中的插入损
耗。如图1.1所示，该结构通常被认定为是SIW滤波器的最原始模型。在之后的几年
间，国内外学者又在此领域做了大量的研究和应用工作。SIW概念的正式提出则可以
追溯到本世纪初，而提出者则是当时任职于蒙特利尔大学的吴柯教授。
图 1.1 SIW滤波器原型
为了有效地减小了辐射损耗和尺寸，2001年Grig-oropoulos等人提出了折叠基片
集成波导(Folded Substrate Intergrated Waveguide, FSIW)
[9-11]
，2005年，洪伟教授提出
了半模基片集成波导(Half-Mode Substrate Intergrated Waveguide, HMSIW)
[12-14]
。相较
于SIW而言，FSIW在宽度上缩小了一半但厚度增加了一倍，且能够降低传输损耗，
拓展带宽
[15]
。HMSIW将SIW的尺寸缩小了将近一半，但却仍保留了SIW的频率高
通特性，而且HMSIW的传输模式特性使得基于HMSIW的带通滤波器的通带与第一
个寄生通带之间的阻带更宽，具有更好的带外抑制特性。在文献[16]中，洪伟教授团
3
西安电子科技大学硕士学位论文
队将FSIW技术和HMSIW技术相结合设计出了一款结构紧凑、性能良好的带通滤波
器，在滤波器性能相当的条件下，相较于单独使用SIW技术和HMSIW技术情况下，
使得滤波器尺寸相应减小75%和50%，图1.2为三种方法下滤波器尺寸对比 。
近些年，由于无线通讯，移动电话以及遥感系统对滤波器带外选择性的要求的提
高，使得具有有限个传输零点的椭圆或准椭圆滤波器获得了很多的关注。为获得椭圆
或准椭圆滤波器响应，交叉耦合，旁路耦合，电磁混合耦合以及源和负载耦合
[17-24]
被广泛的应用于在滤波器带外产生传输零点，这些方法可以通过改变滤波器结构使得
非相邻谐振器间产生额外的耦合路径或者直接在输入输出端口产生耦合路径来实现。
由于基片集成波导技术已经被广泛的用于高性能滤波器的设计，并且这些滤波器具有
低插入损耗，容易设计，可以在平面电路高度集成等特点，使得许多椭圆或准椭圆滤
波器都是用SIW腔来实现的
[25-32]
。如图1.3所示，在文献[28]中，作者设计了利用交
叉耦合方法设计了两款均具有四个传输零点，带内低插入损耗，带外高衰减的交叉耦
合准椭圆SIW滤波器。此外SIW技术除了最常用于滤波器设计外还应用于定向耦合
器
[33, 34]
、双工器
[35, 36]
、魔T
[37]
、环形器
[38]
等无源器件。
图 1.2 FHMSIW滤波器与HMSIW滤波器和SIW滤波器尺寸对比
[16]
图 1.3 两款交叉耦合准椭圆SIW滤波器
[28]
4
第一章 绪论
1.2.2 交叉耦合滤波器的研究现状
交叉耦合理论由来已久，但最早提出基于交叉耦合理论设计滤波器的这种思路则
可以追溯到1948年，当时美国专家提出之后并没有受到业界的认可，从而
这种思路也没有得到有效的推广。近20年过去后，由德国学者ok设计出
的具有有限个传输零点的三腔体和四腔体滤波器则标志着交叉耦合滤波器的正式出
现。到了20世纪70年代，一大批专家学者相继对交叉耦合滤波器进行了大量的理论
研究，其中不得不提到的是由s提出的利用交叉耦合理论综合设计相位滤
波器的方法以及由根据耦合矩阵总结出的交叉耦合滤波器等效电路模型，这
些原理和结论的提出为后人推动交叉耦合滤波器的发展奠定了雄厚的理论基础。交叉
耦合滤波器发展到20世纪末，人们为了更好的控制滤波器响应中传输零点的位置，
en等人对切比雪夫响应进行了延伸，提出了广义切比雪夫响应模型，并通
过理论推导根据传输零点的位置直接综合出滤波器的耦合矩阵，这大大推动了切比雪
夫滤波器的发展
[39]
。进入20世纪后en又提出了N+2阶的耦合矩阵的综合
设计方法。zzo，areella等人还提出了Cascaded Triplet(CT)、Cascaded
Quadruplet(CQ)拓扑结构的消减去元法，正是由于这些前人的不断的努力和探索，提
出了一个又一个新颖的设计理论和方法，使得滤波器的设计更加多样化且性能也更加
优化。使得交叉耦合滤波器有了广阔的发展空间和光明的发展前景。
1.3
本文的主要研究工作及结构
SIW
SIW
SIW
SIW
CTSIW
SIW
SIW
SIW
SIW
图 1.4 论文结构框图
5
西安电子科技大学硕士学位论文
本文将SIW结构和交叉耦合理论相结合分别设计出了一款在通带两侧具有一对
传输零点的交叉耦合BPF和一款具有三个传输零点的源和负载耦合准椭圆BPF，最
后又设计了一款加载带阻谐振器的SIW准椭圆BPF。并运用高频电磁仿真软件HFSS
对这三款滤波器进行了模型建立与仿真，同时也针对这三款滤波器，结合相关理论对
滤波器性能及参数进行讨论，并对滤波器性能不断优化，使其性能达到指标要求。论
文结构如图1.4所示。
本文的主要工作如下：
第一章为本文的绪论部分，大致介绍了微波滤波器的概念及其在电子科学技术发
展中的地位，并通过介绍其发展历程引出本课题所讨论的SIW技术和交叉耦合滤波
器概念。紧接着又由此展开介绍了一下SIW技术在国内外相关领域的研究进展及一
些应用，并简单介绍了下交叉耦合滤波器的研究现状。最后在本章末尾概括了本文所
涉及的主要工作内容和本文的行文结构。
第二章为本文的理论支撑部分，作为下文工作的理论基础。首先简单的介绍了有
关射频滤波器的一些基础理论，包括微波滤波器的响应类型和分类以及滤波器的主要
设计指标。紧接着又介绍了本文的核心结构—SIW。首先详细介绍了SIW的基本结
构以及其电磁传播特性并通过公式推导阐述了其不同传播模式下的截止频率计算过
程以及其较金属矩形波导而言的等效宽度；接着又介绍了两种常用的SIW与微带线
相连时的过渡结构，最后又介绍了三种常用的SIW谐振腔体之间的耦合实现方式。
这些内容都为下文所设计的滤波器起到了理论辅助作用。
第三章主要研究分析了交叉耦合带通滤波器的设计理论及方法。首先介绍了两种
常见的谐振器交叉耦合相位模型即CT和CQ结构以及因其相位变化导致的传输零点
的位置改变，并根据上述CT结构进行了实例仿真来印证上述理论的正确性。接着按
照前文所述的CT结构的相位模型并结合二次模谐振器对传输零点位置的影响，在引
入微扰金属通孔的条件下设计了一款具有高频率选择特性的交叉耦合带通滤波器。最
后通过电磁仿真软件进行建模将其性能调试到最优，并加工出实物且通过矢量网络分
析仪对其进行了频率响应曲线的测量，测量结果和电磁仿真结果吻合良好，这充分印
证了本文对高频率选择性交叉耦合带通滤波器设计方法的正确性
第四章主要在小型化电耦合谐振器结构的基础上介绍分析了一款源和负载耦合
的SIW准椭圆滤波器和一款加载了SIW带阻谐振器的准椭圆滤波器。首先我们讲解
了小型化电耦合谐振器结构，并利用此结构设计仿真出了一款四阶带通滤波器，其带
内性能优良但带外性能有待改善，接着又在此四阶带通滤波器的基础上利用一段加载
了开路枝节的微带线将上述四阶带通滤波器的两个馈电端口相连接从而实现源和负
载的耦合，从而产生三个传输零点对其带外性能大大改善，并且我们又讨论了开路枝
节相关参数对零点位置的影响。接着又在SIW电耦合谐振器构成的带通滤波器的基
6
第一章 绪论
础上引入了带阻谐振器，设计出了一款具有一个传输零点的准椭圆滤波器，其高频端
的边带变得十分陡峭，频率选择特性得以提高。最后将上述两款SIW准椭圆滤波器
加工出实物并通过矢量网络分析进行S参数测量，其带外带内性能良好。
第五章主要是对前文工作的一些总结以及指出本文内容的一些不足，并提出了后
续工作的一些想法。
7
西安电子科技大学硕士学位论文
8
第二章 基片集成波导滤波器基础理论
第二章
2.1
引言
基片集成波导滤波器基础理论
滤波器在由微波电路构成的射频通信系统中起着不可替代的作用，在信号传输过
程中，它能够滤除抑制不需要的谐波和杂散信号并传递有用信号，从而起到信道和频
谱的选择作用。作为一个双端口网络，在理想情况下当传输信号通过滤波器时，在通
带频率范围内信号可以无耗传输，而经过阻带频率范围则会受到衰减。更加具体的来
讲，当一段连续且在频率范围内功率呈均匀分布的信号由一个双端口网络的一端进
入，经由网络电路后到达网络的另一端口且能量被端口负载吸收，经过这个过程后，
得到的信号能量在频率范围的分布变的不再均匀，这就表明该网络具有频率选择功
能，那么这个网络就可以称之为微波滤波器。
我们都知道空气填充的矩形波导可以用来设计高性能滤波器，但是需要复杂的过
度结构去连接集成在平面电路上，这会导致电路尺寸变大。而基片集成波导（Substrate
Integrated Waveguide，SIW）结构的提出则直接解决了将矩形波导难以直接集成在微
带线介质上的难题。由于其是介质填充且体积减小这必将降低波导的Q值，但是这
种结构的提出使得整个电路包括平面电路、过度结构以及波导可以用标准的印刷电路
板或其它比如LTCC和LCP等多层制造工艺集成在一起。SIW结构一般是由中间填
充介质，上下表面覆盖金属，两边各有一排周期性排列的金属化通孔的介质基板构成
的，并且SIW技术已经广泛应用与微波滤波器的设计与制造当中，与传统的微带线
滤波器相比，SIW滤波器具有更高的功率容量和低辐射、高Q值、低插损等优点。
2.2
微波滤波器的响应类型及种类
2.2.1 滤波器的响应类型
在微波滤波器的基础理论中，其性能一般由信号经过滤波器的衰减特性来描述，
而这种衰减特性则取决于这个过程中信号的输入功率与输出功率之间的关系，即
L
A
10lg
P
in
dB
(2-1)
P
L
上式中，
P
in
和
P
L
分别为滤波器双端匹配时，滤波器输入功率和输出端上负载的
吸收功率。根据衰减特性的不同，滤波器通常分为低通(LPF)、高通(HPF)、带通(BPF)
和带阻(BEF)滤波器，如图2.2所示。
9
西安电子科技大学硕士学位论文
(a)低通滤波器 (b)高通滤波器
(c)带通滤波器 (d)带阻滤波器
图 2.1 滤波器分类
上述对滤波器的划分是根据滤波器的衰减范围而定的，而通常滤波器的衰减特性
是时刻随着频率的变化而变化的，这种变化我们可以通过一些数学表达式进行拟合。
从这个角度出发我们可以将滤波器的响应类型分为：巴特沃兹（Butterworth）、切比
雪夫(Chebyshev)、椭圆函数型(Elliptic)、高斯多项式型(Gaussian)等。表2.1给出了上
述四种不同响应类型滤波器的一些基本介绍。
表 2.1不同滤波器响应类型的基本特性
类型 传输函数 频率响应曲线 滤波器特点
易于实现，通带内
损耗小，多应用于
窄带场合
易于实现，通带范
围广，边沿陡峭，
适用于多种场合
不易实现，边沿陡
峭，常用于满足特
殊要求
易于实现，群时延
好，常用于满足特
殊要求
巴特沃兹
1
S
21
(j)
1
2n
2
切比雪夫
1
S
21
(j
)
1
2
T
n
2
(
)
2
椭圆函数型
1
S
21
(j
)
22
1
F
n
(
)
2
高斯多项式型
S
21
(p)
2
k
n
a
0
a
k
p
k
10
k
0
第二章 基片集成波导滤波器基础理论
2.2.2 滤波器的种类
滤波器既可以由有源器件组成又可以由无源器件组成，因此由构成原件的不同可
以将滤波器分为有源滤波器和无源滤波器，我们将由诸如晶体管和放大器组成的滤波
器称之为有源滤波器；将由诸如电容、电感和传输线组成的滤波器称之为无源滤波器。
由于构成原件不同，两种滤波器具有明显的差异。有源滤波器除了具有滤波功能有些
还能够将传输信号进行放大，也因此其结构相对复杂，并且有源器件也会消耗直流功
率。而无源滤波器则构造比较简单且设计加工成本较低，并且无源滤波器在高频工作
状态下仍然能够保持良好的性能，因此无源滤波器常被用在射频微波通信设备中。而
根据滤波器性能特点的不同，又可分为LC滤波器、介质滤波器、腔体滤波器、晶体
滤波器和微带电路滤波器等。这些滤波器被广泛应用于工程设计中，根据各自不同的
特点而被用于不同的环境中，总结如下
[40]
：
（1）LC滤波器：由集总LC组成的滤波器。适用于3GHz以下的应用。结构紧
凑，易于设计和加工，且能够抑制寄生通带。但集总原件品质因数较低，难以设计出
具有高矩形系数、低插损以及窄带滤波器。
（2）介质滤波器：相对于LC滤波器而言，介质滤波器具有较高品质因数，因
此可以设计出窄带滤波器。但滤波器的寄生杂波较为严重，使用于对带外性能要求不
高但空间有限的场合中。
（3）腔体滤波器：腔体滤波器通常是由金属矩形波导构成，因此具有很高的品
质因数，且功率容量高，非常适用于低损耗以及大功率传输环境，但其尺寸相对较大，
使其加工成也相应提高。
（4）晶体滤波器：晶体滤波器的品质因数极高，适合设计制造出高频率选择特
性的滤波器。但价格较高。
（5）微带电路滤波器：通常微带电路滤波器的工作频率高于LC电路滤波器，
其体积小结构紧凑，适用于高度集成化的系统中。
2.3
微波滤波器的主要参数指标
（1）中心频率
f
0
：指滤波器通带两端插入损耗特定衰减值的两个频率点的平均
f
f
L
值，即
f
0
H
。其中
f
H
、
f
L
通常取通带或者阻带两边插入损耗相对下降3dB
2
的频率点。
（2）截止频率
f
c
：一般指高通滤波器的左边相应的衰减频率点以及低通滤波器
的右边相应的衰减频率点。
（3）通带带宽
BW
3dB
：指需要通过的频谱宽度，
BW
3dB
f
H
f
L
，其中
f
H
、
f
L
的
含义和（1）中的含义相同。
11
西安电子科技大学硕士学位论文
（4）相对带宽
FBW
：常用来表征滤波器的通带带宽。一般：
FBW
BW
3dB
100%
（2-2）
f
0
（5）插入损耗与回波损耗：插入损耗与回波损耗都是用来评估滤波器对信号进
行衰减时性能优劣的重要参考指标，在理想滤波器中，通带范围内的插入损耗为零。
但在实际工程中由于辐射以及原件的功率损耗使得插入损耗不可能为零。插入损耗
（IL），是由信号经过滤波器时入射端的信号功率和负载端的吸收功率之间的函数关
系来描述的，单位是dB,数学表达式为：
IL
S
21
10log
P
in
dB
（2-3）
P
L
回波损耗（RL），又称为反射损耗，是由滤波器网络中端口的反射波功率与入射
波功率之间的函数关系来描述的，单位是dB，数学表达式为：
RL
S
21
10log
P
r
dB
（2-4）
P
in
P
in
和
P
L
分别为滤波器网络双端匹配时的入射波功率和负载所吸收的功率，
其中，
P
r
为发射功率。插入损耗值越小，则表明滤波器的通带表现能力就越好。
（6）矩形系数K：是指用来描述滤波器边频带的陡降程度的量。
K
ndB
BW
ndB
（2-5）
BW
3dB
n可为20dB、40dB、60dB等。滤波器的阶数越高，K越接近于1，边频带衰减
也就越快，过渡带越窄，频率选择性也就越好，阻带抑制也就越强，实现难度也就越
大。
（7）群时延：指当信号输入进滤波器时信号中不同的频率分量会有不同的延迟，
这种延迟和频率以及相位有关，单位一般为ns，可定义为：
d
d
（2-6）
d
（8）传输零点：通常指滤波器响应中，插入损耗在阻带范围内值最小的点，在
该点信号的衰减最大，抑制最强，因此也可以称之为衰减极点。
12
第二章 基片集成波导滤波器基础理论
2.4
基片集成波导的基本结构
如图2.2给出了SIW的基本结构模型，该结构上表面和底面由金属覆盖，中间层
则填充着介质基板且结构两侧有两排金属化通孔成周期性排列。图中
D
表示金属化
通孔的直径，
S
表示同一侧相邻金属化通孔之间的圆心距，
W
SIW
表示两排金属化通孔
之间的圆心距即SIW结构的宽度，
h
表示整个SIW结构的厚度。为了方便起见，本
节下文中所提到的和SIW结构有关的尺寸若无特殊情况均用以上字母表示。通常当
相邻金属化通孔间距离
S
足够小时即小于工作频率下的波导波长的1/5且
S4D
时，
导行波经过SIW结构的过程从两侧金属化通孔的间隙辐射出去的能量则可以忽略。
图 2.2 SIW的基本结构图
大量专家学者的研究表明SIW的结构从一定意义上来讲和金属波导十分相似，
不仅如此二者的传输特性也十分近似
[41]
。所以，通常我们在对SIW结构进行电磁特
性分析时，可以先将其等效为金属矩形波导。一般情况下，SIW结构和金属矩形波导
相似，二者的截至频率都会受自身的几何尺寸影响，SIW结构中的两排金属化通孔的
圆心距
W
SIW
以及金属矩形波导的宽度都是截止频率的主要影响因素；但是，SIW结
构与金属矩形波导有一点不同的是，金属矩形波导四周都是金属壁所围成的可以等效
为理想电壁，而SIW结构的两侧则是由两排周期性排列的金属化通孔构成的，而通
孔之间又存在缝隙，所以不能够等效为理想电壁，因此我们把这两排金属化通孔命名
为“准”电壁。当电磁波在SIW结构上传播的过程中，电流会在SIW结构的上下表
面上产生，但是因为SIW结构两侧的金属化通孔之间存在间隙，所以会有电磁波发
生辐射泄漏。而辐射泄漏的大小则与通孔间间隙的大小有关，间隙越大辐射泄漏也就
越大；当间隙不存在时，则泄漏也就消失，但这时SIW结构的介质基板则会被破坏。
由于金属化通孔的存在，SIW结构上下表面产生的电流就会被截断，从而产生辐射，
进而电磁场就不能沿着这个方向传播。因此，在SIW结构中只能够存在
TE
n0
模式的
波。这是因为倘若SIW结构中存在
TM
模式的波，这就会在SIW的两排金属化通孔
的一侧产生垂直电流，但通孔间的间隙会把垂直电流截断而产生大量辐射，这样
TM
13
西安电子科技大学硕士学位论文
模式的波就无法存在，因此互相矛盾，所以在SIW结构中不可能存在
TM
模式的波。
在文献[42]中，国外学者运用最小平法方法对SIW结构的截止频率与其结构中各
个几何尺寸间的关系进行了大量的数据分析和整合，从而总结出了
TE
10
模和
TE
20
模的
截止频率与SIW结构中各尺寸之间关系的公式：
D
2
f
c
(TE
10
)
W
SIW
(2-7)
0.95
S
2
r
c
c
D
2
D
3
(2-8)
f
c
(TE
20
)
W
SIW
2
1.1
S6.6
S
r
1
1
式（2-7）与（2-8）中
r
和
c
分别表示的介质基板的相对介电常数和光在真空中
的传播速度。从式中我们可以得出介质基板的厚度
h
对各个模式的截止频率均不会
产生影响，但
h
会影响谐振腔的
Q
值。
在介质填充的金属矩形波导中传播的
TE
mn
模式的波的截止频率可以通过以下公
式求得：
f
c
(TE
mn
)
1
2
m
n
(2-9)
a
b
22
则得到
TE
10
模的截止频率：
f
c
(TE
10
)
1
2
a
1
1
2
r
a
1
(2-10)
所以能够得出SIW结构的等效宽度：
W
eff
W
SIW
D
2
(2-11)
0.95S
从上式我们可以知道，
W
eff
值的大小在
W
SIW
~(W
SIW
D)
之间，并且这里需要保
证金属化通孔直径
D
不能超过波导波长的十分之一，等效宽度
W
eff
的大小受SIW结
构的几何尺寸
W
SIW
、
S
、
D
的大小的影响。大量的实际数据表明，等效宽度
W
eff
的
误差会随着金属化通孔直径
D
的缩小而减小。因此，将
D/W
对
W
eff
的影响考虑进
去，就能够得出一个关于
W
eff
的更加精确的计算式：
W
eff
W
SIW
D
2
D
2
1.08
0.1
(2-12)
SW
SIW
14
第二章 基片集成波导滤波器基础理论
当
S/D3
，
D/W0.2
时，式(2-12)的精确度更高。文献[43]通过研究得出：当
固定
S/D
与
W
eff
的值时，SIW结构的辐射损耗会随着的
D/W
减小而变小；而
TE
10
模
式的辐射损耗则会随着
S/D
的增大而变大。信号在SIW结构上传播的过程中产生的
辐射损耗会随着金属化通孔的直径
D
的增加而减小。
2.5
SIW结构与微带线的转换器设计
如上文所介绍SIW属于平面微波电路的一种，所以在实际应用中通常是需要将
SIW和其他平面电路结构之间互相连接的，但是由于SIW的电磁传播特性和微带传
输线等一些其他平面结构又有一些差别，所以无法直接连接，因此需要一些特殊的
转换结构进行过渡连接。SIW与微带电路的电场分布如图2.3所示，下面我们就介绍
两种常见的转换方式
[44]
。
图 2.3 SIW与微带电路的电场分布
2.5.1 梯形微带转换器
图2.4给出了梯形微带线渐近转化器的基本结构，如图中所示该结构为一段梯形
微带线，梯形的下底和SIW平滑连接，上底则和50
微带线直接相连起到阻抗匹配
模式转化的作用。其中
W
50
表示50
微带线的宽度也是梯形微带线上底的宽度，
L
t
表示梯形微带线的高，
L
50
表示50
微带线的长度，且介质基板的介电常数为
r
，
厚度为
h
。因此50
微带线的有效介电常数可以通过下列公式计算得出：
（a）过渡结构 (b)完整结构
图 2.4 梯形SIW—微带线转化器
15
西安电子科技大学硕士学位论文
e
r
1
r
1
2
2
1
(2-13)
1
12h/W
50
从而我们可以计算出微带线的特性阻抗：
60
ln(8h/W
50
W
50
/4d) W
50
/h
1
e
Z
0
(2-14)
120
[W/h
1.393
0.667ln(W/h)
1.444] W/h
1
505050
e
同样我们可以通过给定的特性阻抗
Z
0
和介电常数
e
来推导出
W
50
/h
的值：
8e
A
e
2A
2
W
50
/h
2
Z
0
(2-15)
1
20.61
r
ln(B
1)
0.39
B
1
ln(2B
1)
W
50
/h
2
2
r
r
其中式中：
A
Z
0
r
1
r
1
0.11
0.23
(2-16)
602
r
1
r
B
377
(2-17)
2Z
0
r
通常在实际的滤波器电路设计过程当中，上述的公式推导过程以及计算结果都
可以通过计算机相关软件进行求解获得，从而可以获得
W
t
和
W
50
的具体值；而
L
t
虽
然不影响微带线的阻抗，但仍会对滤波器通带内的性能产生影响，所以设计过程中
可以通过仿真软件对其进行优化从而获得效果最优的结果。利用SIW-微带渐进线转
换器将SIW结构和微带传输线相连之后，得到如图2.4（b）所示的完整的互连结构。
本文中所提到的SIW介质基板相对介电常数
r
为2.2,厚度为0.508mm。
整个完整的互连结构的各个几何参数经过优化后的数值见表2.2。并通过高频仿
真软件仿真所得的频率响应曲线如图2.5所示。
16
第二章 基片集成波导滤波器基础理论
表 2.2梯形SIW—微带线渐进结构几何参数（mm）
W
16.5
L
40.1
W
50
2.2
L
50
5
W
t
4.6
L
t
10
D
0.5
S
0.75
0
-5
-10
S
11
S
21
S
-
p
a
r
a
m
e
t
e
r
s
(
d
B
)
-15
-20
-25
-30
-35
-40
-45
-50
5678910
Frequency(GHz)
图 2.5 梯形SIW—微带渐进线S参数仿真曲线
如图2.5所示为SIW-微带线梯形渐近转换器结构的频率响应曲线。这个例子的截
止频率在6.3GHz，在6.45GHz-9.96GHz的频带内，回波损耗小于-15dB。在
6.41GHz-11GHz的频率范围内，回波损耗小于-10dB。可以看出SIW-微带线梯形渐近
转换结构具有很好的高通传输特性，并且工作带宽也较宽。
2.5.2 共面波导转换器
如上文所讲梯形微带线渐近转换器可以很好实的现阻抗匹配以及模式转化从而
使SIW和微带线过度相连并且能实现较宽的工作带宽，但运用这种过度结构的滤波
器一般尺寸较大，这就使得其不利于用在一些需要高度集成化的小尺寸的电路中，而
SIW共面波导转换器就具有较小的尺寸，能够很好地解决这个问题。不仅如此共面波
导较微带线而言，还具有较低的色散性，并且其性能也基本不受介质基板厚度影响，
从而使得其更适应于高频率，宽带应用中。
图2.6给出了SIW-微带线共面波导过度结构的示意图，如图通常可以通过调节共
面波导在SIW金属层上所开缝隙的长度和宽度（即
L
1
，
W
1
和
g
的尺寸）来实现阻抗
17
西安电子科技大学硕士学位论文
的匹配。
图 2.6 共面波导SIW—微带线转换器
本节中我们所设计的共面波导转换器是与具有相对介电常数为2.2,厚度为
0.508mm的介质板的SIW腔所连接的，其具体参数见表2.3。通过高频仿真软件对其
进行仿真的到S参数响应如图2.7所示。
表 2.3共面波导SIW-微带线转换器结构几何参数（mm）
W
10.3
L
30
W
50
1.82
L
50
5.6
W
1
3.4
L
1
2.3
D
0.5
S
0.75
0
-5
-10
g
0.3
S
11
S
21
S
-
p
a
r
a
m
e
t
e
r
s
(
d
B
)
-15
-20
-25
-30
-35
-40
-45
81
Frequency(GHz)
图 2.7 共面波导SIW—微带线转换器S参数仿真曲线
从图2.7中，我们可以看出该例子的截止频率是10.3GHz，回波损耗均小于-10dB
的频率范围是10.5GHz到18GHz，回波损耗均小于-18dB频段范围是从11.4GHz到
14.3GHz，同样具有较好的高通传输特性。
18
第二章 基片集成波导滤波器基础理论
2.6
基片集成波导腔间的耦合方式
我们知道一个SIW谐振腔就相当于一个谐振器，不同的谐振器直接可以产生互
相耦合，而SIW谐振腔之间通常存在三者耦合方式，即电耦合、磁耦合以及电磁混
合耦合；对应的常用的SIW谐振腔之间的平面耦合结构也有三种，即S型槽电耦合、
开金属窗磁耦合以及共面波导混合电磁耦合。如下图所示:
（a）S型槽电耦合 （b）开金属窗磁耦合
（c）共面波导混合耦合
图 2.8 平面SIW谐振腔的耦合方式
图2.8（a）中所示的通过在SIW金属表面开设槽来实现的耦合是一种常用的电
耦合方式，在SIW的金属耦合窗位置的上下面开设一对轴对称的“S”型缝隙
[32]
，且
在一对半圆心处放置一对金属化通孔来实现两侧腔体谐振相位的180°翻转。图2.8
（b）中所示的是通过在两个SIW谐振腔之间开设金属耦合窗来实现的磁耦合，通过
调节耦合窗的大小可以调节SIW谐振腔之间的耦合强度。图2.8（c）中所示的是在
两个SIW谐振腔之间构建一个共面波导结构来实现的电磁混合耦合，通过调整间隙
尺寸来调整两个腔体间耦合的强弱，但这种耦合方式容易引起能量的泄露所以尽量不
使用这种耦合方式。
2.7
本章小结
本章中，首先简单介绍了微波滤波器的理论知识，包括滤波器的响应类型、种
类划分以及滤波器主要的设计指标。接着详细介绍了SIW的基本结构，分析了梯形
SIW-微带渐进转换器结构和共面波导转换器结构，并根据具体的仿真实例来展现了
SIW与两种过度结构相连后的高通效果，最后又介绍了三种SIW谐振腔的耦合结构
19
西安电子科技大学硕士学位论文
方式。这些都为下文我们设计高频率选择特性滤波器提供了理论支撑。
20
第三章 SIW交叉耦合滤波器设计
第三章
3.1
引言
SIW交叉耦合滤波器设计
滤波器作为微波毫米波通信系统前端不可或缺的组件，其应用场合广泛，需求量
大并且设计技术含量高，因此关于滤波器的设计理论一直吸引着大量专家学者的研究
兴趣。我们知道诸如巴特沃斯型，切比雪夫型以及椭圆函数型等大多数滤波器的频率
响应曲线都是关于中心频率对称的。但有些情况下对于信号的过滤不需要通带的高频
和低频具有同样的效果，比如对通带高频端的抑制衰减要求很高，而对低频端则要求
相对较低（如最低信道的低端），这就会导致为满足频带一端的要求，而另一端却达
到了不必要的标准，这将使得在提高滤波器设计难度的同时却浪费了滤波器的阶数，
进而造成体积的不必要增大。在传统的滤波器设计方法中，仅在相邻谐振器之间存在
耦合关系，并且这些谐振器大都成线性排列，从而使得结构设计布局稍显死板，这就
很难对空间进行充分的利用，进而造成滤波器的尺寸偏大。
随着现代无线通信技术的不断发展，对滤波器造价低，性能好以及高度集成化等
方面的要求也在不断提高，这使得传统形式的滤波器逐渐被淘汰。近些年来交叉耦合
技术与滤波器设计的结合，为滤波器设计带来了新的思路，通过引入交叉耦合技术，
能够为滤波器的频率响应曲线中引入有限个传输零点，从而提高带外抑制改善群时
延。
在本章中我们从交叉耦合的相位模型开始展开讨论，并根据交叉耦合模型进行了
两个实例的仿真，从而验证理论的正确性，随后又在这两个实例的基础上引入二次模
谐振器谐振腔，进而讨论了二次模谐振器对交叉耦合相位模型中传输零点位置的影响
且进行了实例仿真。最后根据前文的探索发现可以利用微扰金属孔对二次模谐振器中
的TE
101
模式的谐振频率进行调节，从而设计出一个在通带两侧各具一个传输零点的
高频率选择型带通滤波器，并对该滤波器进行了优化，加工以及测试，测试结果和仿
真结果吻合良好，从而印证了设计思路的正确性。
3.2
传输零点
这里我们重新定义滤波器的传输函数如下：
H(S)
E
L
(3-1)
E
m
式中，
E
L
为负载
R
L
上的电压，
E
m
为负载
R
L
的最大可用电压。
S
j
是复频
21
西安电子科技大学硕士学位论文
域变量，其实部
(rad/s)
表示实频率，虚部
(neper/s)
表示虚频率。
为了方便讨论，上式还可以表示为两个复频域变量的多项式之比，即
H(s)Q(s)/E(s)
,其中多项式
E(s)
的根为传输函数的传输极点，其必须落在复频域
的左半平面，即
0
,否则在纯电抗双端口网络会有负阻震荡错误产生。
此外，多项式
Q(s)
的根为传输函数的零点也就是传输零点，也称为衰减极点。
对于滤波网络来说，当传输零点位于虚轴上或对称的分布在实轴两侧在或者分布在复
频域的四个象限内则会具有较好的带外频率选择特性或具有较好的带内相位响应。即
当传输零点位于复频率平面的虚轴上时将会导致较高的频率选择性能以及优良的带
阻特性；当传输零点位于实轴或分布在四个象限时通常可以在通带内获得线性相位响
应。
通常我们有两种方法来引入传输零点，第一种方法是利用高次模的非物理耦合或
者是多路径传输的物理结构耦合方式来实现交叉耦合。即如果在两条不同的物理传输
路径上传输的信号幅值相同而相位相反，则它们能量互相抵消，这样就可以在虚轴上
产生一个传输零点。但是，正负耦合必须同时实现以提供相反的相位。另一方面，如
果两条不同传输路径上的信号等幅同相，则传输零点将落在实轴上，这种情况下所有
的耦合都会有相同的符号。第二种在虚轴上引入传输零点的方法可以通过极点提取来
实现带阻谐振器。在一个极点提取滤波器中，没必要同时实现正负耦合，因为在虚轴
上的传输零点是通过阻带谐振器来实现的，并且这个阻带谐振器还可以在通带内产生
一个传输极点。此外每一个传输零点都可以通过改变阻带谐振器谐振频率来独立调
节。
3.3
交叉耦合的相位模型
首先介绍下容性耦合和感性耦合，以及谐振器的相位特性如下图
[45]
所示：
0
-10
P
2
1
=
a
r
g
(
S
2
1
)
i
n
d
e
g
r
e
e
-20
-30
-40
-50
-60
-70
-80
-90
-100
0.00.10.20.30.40.50.6
Frequency(GHz)
图 3.1 容性耦合及其相位特性
22
第三章 SIW交叉耦合滤波器设计
图3.1中串联在端口1和端口2之间的电容表示容性耦合，信号经过该二端口网
络时会产生+90°的相位变化；
0
-10
P
2
1
=
a
r
g
(
S
2
1
)
i
n
d
e
g
r
e
e
-20
-30
-40
-50
-60
-70
-80
-90
-100
0.00.10.20.30.40.50.6
Frequency
（
GHz
）
图 3.2 感性耦合及其相位特性
图3.2中串联在端口1和端口2之间的电感表示感性耦合，信号经过该二端口网
络时会产生-90°的相位变化；；
100
90
80
70
60
50
40
30
20
10
0
-10
-20
-30
-40
-50
-60
-70
-80
-90
-100
0.0
P
2
1
=
a
r
g
(
S
2
1
)
i
n
d
e
g
r
e
e
0.20.40.60.81.0
Frequency(GHz)
图 3.3 谐振器单元及其相位特性
图3.3中并联在端口1和端口2之间的电容电感回路表示谐振器单元，当信号经
过该为二端口网络时，信号中频率位于谐振器谐振点处的部分相移为零，频率低于谐
振点处频率的部分相移为+90°，频率高于谐振点处频率的部分相移为-90°。而在实
际电路中，容性耦合与感性耦合并不是互斥的关系，即在相邻的谐振器之间可以同时
存在容性耦合与感性耦合，但两种耦合的强度通常是不同的。两种耦合同时存在于谐
振器间，对都经过谐振器的信号产生不同的相移而造成相位差，因此会导致一些能量
的相互抵消。正是因为信号经过具有这两种耦合结构的谐振腔后会产生不同的相移特
23
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性，才会造成不同传输路径上的信号在某一个相同的频点上相遇但具有不同或相同的
相位，相位相同则能量相互增强，相位不同则能量相互削弱，从而在该频率点上产生
传输零点。
接下来我们简要介绍几个常见的多耦合拓扑结构：
1.三谐振器耦合拓扑结构（Cascaded Triplet,CT），其相位关系如下图：
（a）1—3谐振器感性耦合 （b）1—3谐振器容性耦合
图 3.4 CT拓扑结构相位模型
图3.4给出了两种常见的三谐振器交叉耦合拓扑结构的相位模型，从图中可以看
出该结构是由三个相互之间存在耦合关系的谐振器构成的三角形结构。如上文所述在
该结构中相邻的谐振器之间存在耦合即1号与2号谐振器之间的耦合，2号与3号谐
振器之间的耦合；此外该结构中还引入了非相邻谐振器之间的耦合即1号与3号谐振
器之间的耦合。如图所示带有标号的圆圈表示各个不同谐振器，两个谐振器之间的电
感表示感性耦合，电容表示容性耦合。当信号流经该结构时有两条路径可供选择，即
路径1—2—3和路径1—3，而路径1—3则称之为交叉耦合路径。在对不同路径的相
位变化分析的过程中，由于1号谐振器和3号谐振器都分别担当了两条路径的起点和
终点，因此两条路径上由于1号和3号谐振产生的相位变化可以相互抵消，不会对两
条路径产生的相位差造成影响。但由于2号谐振器只存在于路径1—2—3且1号与3
号谐振器之间的耦合只存在于路径1—3中，所以二者对信号相位的影响就必须具体
分析。当1号谐振器与3号谐振器之间是感性耦合时，信号经过2号谐振器产生的谐
振若低于谐振器谐振频率，则信号通过两条路径后相位相同；若高于谐振器谐振频率，
则信号通过两条路径后相位相反。而当1号谐振器与3号谐振器之间是容性耦合时，
结果则与上述情况完全相反。在理想情况下，上文描述的相位突变只会发生在谐振器
谐振频点上，但实际电路中这种变化往往不是突然的改变而是一个缓慢渐变的过程，
通常发生在谐振器谐振频点附近的一个较宽的频带内。这种相位的改变会在滤波器频
率响应曲线的上边带或下边带产生一个传输零点。而这个传输零点距离滤波器通带的
24
第三章 SIW交叉耦合滤波器设计
远近则取决于1号与3号谐振器之间的耦合强弱，耦合越强则零点越靠近通带，耦合
越弱则零点远离通带甚至趋于无穷远处。具体相位分析见下表：
表 3.1感性耦合CT相位分析
路径1—2—3
路径1—3
结果
阻带低频端
-90°+90°-90°=-90°
-90°
同相
表 3.2容性耦合CT相位分析
阻带高频端
-90°-90°-90°=-270°
-90°
反相
路径1—2—3
路径1—3
结果
阻带低频端
-90°+90°-90°=-90°
+90°
反相
阻带高频端
-90°-90°-90°=-270°
+90°
同相
从表3.1和3.2对两种CT结构模型的相位分析可以看出：对于感性耦合CT结构
而言，流经的信号中频率低于谐振频率的部分经过两条路径后产生相同的相位，因此
在谐振频点的低频端不会产生传输零点，而高于谐振频率的部分经过两条路径后则产
生相反的相位，因此在谐振频点的高频端则会产生一个传输零点；对于容性耦合CT
结构而言，情况则完全相反。两种耦合CT结构的频率响应见下图3.5，需要指出的
是，CT耦合结构只可以改善滤波器通带一端的性能。
（a）1—3感性耦合 （b）1—3容性耦合
图 3.5 CT结构的S
21
响应曲线
25
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2.四谐振器耦合拓扑结构（Cascaded Quadruplet,CQ），其相位关系如下图：
（a）1—4谐振器感性耦合 （b）1—4谐振器容性耦合
图 3.6 CQ拓扑结构相位模型
相位分析见下表：
表 3.3感性耦合CQ相位分析
阻带低频端 阻带高频端
路径1—2—3 -90°+90°-90°+90°-90°=-90° -90°-90°-90°-90°-90°=-450°
路径1—3
结果
-90°
同相
表 3.4容性耦合CQ相位分析
-90°
同相
阻带低频端 阻带高频端
路径1—2—3 -90°+90°-90°+90°-90°=-90° -90°-90°-90°-90°-90°=-450°
路径1—3
结果
-90°
同相
-90°
同相
从上表的分析结果中可以看出；对于图3.6（a）中感性交叉耦合CQ结构而言，
无法在滤波器的响应曲线中引入传输零点；即在滤波器的传输函数中没有虚频零点，
但会产生实频零点；实频零点可以改善通带时延的平坦度，多用于超线性系统中放大
器前端对通带插耗平坦度也有影响，如图3.7（a）所示，图中实线与虚线重合。对于
图3.6（b）中容性交叉耦合CQ结构而言，在虚轴上产生了一对关于实轴对称的传输
零点，其频率响应见下图3.7（b）。
26
第三章 SIW交叉耦合滤波器设计
（a）1—4感性耦合 （b）1—4容性耦合
图 3.7 CQ结构的S
21
响应曲线
3.4
平面CT拓扑结构SIW滤波器实例仿真设计
根据上一节介绍的两种CT拓扑结构及其相位关系引起的传输零点位置的改变，
并由第三章讲解的SIW谐振腔截止频率计算公式以及SIW谐振腔之间的耦合方式，
我们这里设计两款传输零点分别在通带左边和右边的窄带滤波器来印证上述理论。
3.4.1 传输零点在通带右边的窄带滤波器
如图3.8所示为该滤波器的仿真模型以及上表面图：
（a） (b)
图 3.8 传输零点在通带右边的窄带滤波器(a)立体图；(b)上表面图
如图3.8所示我们利用介质厚度为0.508mm、相对介电常数
r
为2.2的三个大
小相等的正方形基片集成波导腔来构成CT拓扑结构，我们将三个腔分别标记为谐振
器①、②、③，它们两两之间都通过开设感性耦合窗来实现两条传输路径上的能量传
递即路径①—②—③和路径①—③，且谐振器之间均为感性耦合，并且腔体与微带线
直接利用CPW结构过渡。这样就使得其拓扑结构和图3.4（a）相吻合。具体参数见
表3.5,其对应HFSS仿真S参数曲线如图3.9所示。
27
西安电子科技大学硕士学位论文
表 3.5传输零点在通带右边的窄带滤波器几何参数（mm）
W
1
5
W
2
5
W
3
4.4
L
1
13
L
2
13
L
3
1.92
L
4
6
S
0.8
0
-5
D
0.6
g
0.3
W
50
1
h
0.508
S
11
-10
S
-
p
a
r
a
m
e
t
e
r
s
(
d
B
)
S
21
-15
-20
-25
-30
-35
9.09.510.010.511.011.512.012.513.0
Frequency(GHz)
图 3.9 传输零点在通带右边窄带滤波器S参数曲线
从图3.9中可以看出该窄带滤波器其通带中心频率为
f11.08GHz
,相对带宽为
6.13%，通带内插入损耗为0.7dB,回波损耗为-27.07dB,其传输零点在通带右侧具体在
f11.23GHz
处。由于传输零点的引入导致其通带右侧过渡带陡峭。从而我们印证了
上一节图3.4（a）相位模型结构。
3.4.2 传输零点在通带左边的窄带滤波器
如图3.10所示为该滤波器的仿真模型以及上表面图
(a) (b)
图 3.10 传输零点在通带右边的窄带滤波器(a)立体图；(b)上表面图
28
第三章 SIW交叉耦合滤波器设计
从图3.10我们可以看到相比较图3.8，我们对其结构进行了一定的改变，这里我
们仍利用介质厚度为0.508mm、相对介电常数
r
为2.2的三个大小相等的正方形基
片集成波导腔来构成CT拓扑结构，我们将三个腔分别标记为谐振器①、②、③，其
中谐振器①和②以及②和③之间通过开设感性耦合窗，谐振器①和谐振器③之间通过
在模型上表面和地面刻蚀两个互补的S型槽来实现两者之间的容性耦合，这样便形成
了两条不同的信号传输路径，即①—②—③和①—③，第一条路径上谐振器之间为感
性耦合，第二条路径上谐振器之间为容性耦合，并且同样腔体与微带线直接利用CPW
结构过渡。这样就使得其拓扑结构和图3.4（b）相吻合。具体参数见表3.6,其对应
HFSS仿真S参数曲线如图3.11所示。
表 3.6传输零点在通带左边的窄带滤波器几何参数（mm）
W
1
5
W
2
5
L
1
13
L
2
13
L
3
1.92
L
4
6
S
1
0.8
S
2
1.4
g
0.3
W
50
1
h
0.508
D
1
0.3
D
2
2
D
3
1.2
0
-5
-10
S
11
S
21
S
-
p
a
r
a
m
e
t
e
r
s
(
d
B
)
-15
-20
-25
-30
-35
-40
-45
9.09.510.010.511.011.512.012.513.0
Frequency(GHz)
图 3.11 传输零点在通带左边的窄带滤波器S参数曲线
从图3.11中我们可以得出该窄带滤波器其通带中心频率为
f11.19GHz
,相对带
宽1.6%，通带内插入损耗为1dB,回波损耗为-20dB,其传输零点在通带左侧具体在
f11.02GHz
处。由于传输零点的引入导致其通带左侧过渡带陡峭。从而我们印证了
上一节图3.4（b）相位模型结构。
29
西安电子科技大学硕士学位论文
3.5
二次模谐振器对传输零点的影响
3.5.1 相位模型变化
这里我们需要指出的是上一节我们讲到的正方形SIW谐振腔是利用了其基模，
也就是TE
101
模来使其之间进行耦合的，我们可以称这种谐振腔为基膜谐振腔，倘若
我们将上一节中构成谐振器②的正方形的谐振腔的长扩大为原来的两倍。由公式：
f
c
2
r
r
m
n
l
(3-2)
a
b
d
222
其中
f
为基片集成波导腔体的谐振频率；a，d和b分别表示腔体的长宽高，对
应于图3.10中的L
2
，L
1
和介质基板的厚度h，而m，l和n分别表示对应于腔体长宽
高的驻波数，也表示腔体的谐振模式，在SIW腔体中n通常取零。此时我们可以得
出在原来相同的谐振频率下，则会激励出TE
102
模，我们称之为二次模谐振器
[21, 46]
，
如图3.12所示。这时传输路径上的相位则会发生变化。
图 3.12 二次模谐振器中一次模与二次模磁场分布
如图3.12所示当谐振腔激励出二次模时，我们注意到在图中虚线圈标记的容性
耦合窗处，一次模和二次模的磁场方向相差180°，这就导致激励出二次模的谐振器
会附带一个180°的相位变化，这就使得其相位模型也会相应发生变化，这里我们拿
3.3节中的CT拓扑结构来说明，其相位模型变化如图3.13所示。
30
第三章 SIW交叉耦合滤波器设计
图 3.13 相位模型变化
如图3.13所示，相位模型发生了变化，会导致在①—②—③和①—③两条传输
路径上的相位差多了一个180°，这将会导致对应的在3.3节中的响应曲线零点位置
发生一次反转，具体我们通过仿真实例来验证。
3.5.2
传输零点在通带左边的二次模谐振器滤波器
如图3.14所示为该滤波器的仿真模型以及上表面图
(a) (b)
图 3.14 传输零点在通带左边的二次模谐振器滤波器(a)立体图；(b)上表面图
31
西安电子科技大学硕士学位论文
如图3.14所示，该滤波器与3.4.1节滤波器对应，只是将作为②号谐振器的正方
形谐振腔变为面积为其两倍的矩形谐振腔即
L
1
2L
2
26mm
，使其变为二次模谐振
器。其HFSS仿真S参数曲线如图3.15所示。
0
-5
-10
S
11
S
21
S
-
p
a
r
a
m
e
t
e
r
s
(
d
B
)
-15
-20
-25
-30
-35
-40
9.09.510.010.511.011.512.012.513.0
Frequency(GHz)
图 3.15 传输零点在通带左边的二次模谐振器滤波器S参数曲线
如图3.15所示，我们可以得出该滤波器的通带中心频率为
f11.19GHz
,相对带
宽3.5%，通带内插入损耗为0.6dB,回波损耗在-35.2dB以下,其传输零点在通带左侧具
体位置在
f10.95GHz
处。由于传输零点的引入导致其通带左侧过渡带陡峭。
3.5.3
传输零点在通带右边的二次模谐振器滤波器
如图3.16所示为该滤波器的仿真模型以及上表面图
L
S
L
D
W
W
S
L
W
L
D
D
g
(a) (b)
图 3.16 传输零点在通带右边的二次模谐振器滤波器(a)立体图；(b)上表面图
同样，由图3.16可以看出该滤波器和3.4.2节所述滤波器相对应，也是将②号谐
振器作为二次模谐振器，其HFSS仿真响应曲线如图3.17所示。
32
第三章 SIW交叉耦合滤波器设计
0
-5
-10
S
-
p
a
r
a
m
e
t
e
r
s
(
d
B
)
-15
-20
-25
-30
-35
-40
-45
-50
9.09.510.010.511.011.512.0
S
11
S
21
12.513.0
Frequency(GHz)
图 3.17 传输零点在通带右边的二次模谐振器滤波器S参数曲线
如图3.17所示，我们可以得出该滤波器的通带中心频率为
f11.04GHz
,相对带
宽3.1%，通带内插入损耗为0.8dB,回波损耗在-24.7dB以下,其传输零点在通带右侧具
体位置在
f11.32GHz
处。由于传输零点的引入导致其通带右侧过渡带陡峭。
3.6
基于交叉耦合和二次模谐振器的滤波器设计
3.6.1 微扰金属通孔的引入
对于3.5.3节所做仿真实例而言，我们为了更好的说明传输零点的位置变化只截
取了S参数曲线的部分响应图，而实际上在由于TE
102
模和TE
101
模的磁场分布不同
而造成零点位置变化的同时，②号谐振器中的TE
101
模仍然对其传输响应起着一定影
响，如图3.18所示：
5
0
-5
-10
-15
-20
-25
-30
-35
-40
-45
-50
-55
-60
-65
-70
-75
6789101112
S
-
p
a
r
a
m
e
t
e
r
s
(
d
B
)
S
11
S
21
1314
Frequency(GHz)
图 3.18 二次模谐振器滤波器传输S参数曲线
33
西安电子科技大学硕士学位论文
如图3.18所示在二次模谐振点的左侧一次模依然存在，并有一个传输零点位于
其左侧，我们将一次模和二次模谐振点分别标记为
f
TE
101
和
f
TE
102
对应的传输零点分别
标记为
TZ1
和
TZ2
。由此可以想到通过一定方式，我们可以使
f
TE
101
与
f
TE
102
互相靠近
从而产生通带，并在通带两侧各有一个传输零点，从文献[47]中我们可以知道，通过
在谐振腔内放置微扰金属通孔可以来压缩电场从而使谐振点频率升高。所以这里我们
想到在图3.16（b）中的②号谐振器中，将金属通孔放置在TE
101
模式电场强度最大
但TE
102
模式电场最弱的地方，从而来压缩TE
101
模式的电场而不影响TE
102
模式的电
场，这样就可以在提升
f
TE
101
频率的同时而保证
f
TE
102
不受影响，这样便使得
f
TE
101
与
f
TE
102
互相靠近。
(a) (b)
(c) (d)
图 3.19 ②号谐振器电场分布(a)没有微扰通孔的TE
101
模式；(b)有微扰通孔的TE
101
模式；(c)没有
微扰通孔的TE
102
模式；(d)有微扰通孔的TE
102
模式
如图3.19所示，我们将两个微扰金属通孔放置在②号谐振器对称轴上，这样TE
101
模式的电场受到了严重的压缩而TE
102
模式的电场则基本不受影响。接下来我们将讨
论如和使
f
TE
101
向
f
TE
102
靠近从而形成在通带两侧各有一个传输零点的准椭圆滤波器。
滤波器仿真模型如图3.20所示。
34
第三章 SIW交叉耦合滤波器设计
(a) (b)
图 3.20 基于交叉耦合和二次模谐振器的滤波器(a)立体图；(b)上表面图
5
0
-5
-10
-15
-20
5
0
-5
-10
-15
-20
-25
S
2
1
(
d
B
)
-30
-35
-40
-45
-50
-55
-60
9.09.510.0
S
3
=2.5mm
S
3
=2.6mm
S
3
=2.7mm
S
3
=2.8mm
S
3
=2.9mm
S
2
1
(
d
B
)
-25
-30
-35
-40
-45
-50
-55
-60
-65
-70
8.5
D
4
=0.2mm
D
4
=0.4mm
D
4
=0.6mm
D
4
=0.8mm
D
4
=1.0mm
9.09.510.010.511.011.512.0
10.511.011.512.0
12.5
Frequency(GHz)
Frequency(GHz)
(a)当D
4
=1mm时S
3
对
f
TE
101
和
f
TE
102
的影响 (b)当S
3
=2.5mm时D
4
对
f
TE
101
和
f
TE
102
的影响
图 3.21 S
3
和D
4
分别对
f
TE
101
和
f
TE
102
的影响
如图3.21所示，当两个金属微扰孔互相靠近时，也就是S
3
增大时，
f
TE
101
频率升
高，而
f
TE
102
频率保持不变，而当金属通孔的直径增加时也就是D
4
增大时，
f
TE
101
频率
升高而
f
TE
102
基本不受影响。因此我们通过适当的调节S
3
和D
4
就可以使得
f
TE
101
与
f
TE
102
相互靠近从而产生我们所需的通带。如图3.22为将各参数优化到最佳时所得仿真S
参数响应曲线，表3.7为对应个参数的值。
表 3.7基于交叉耦合和二次模谐振器的滤波器几何参数(mm)
W
1
5
W
2
5
L
1
26
L
2
13
L
3
1.92
L
4
6
S
1
0.8
S
2
1.4
g
0.3
W
50
1
h
0.508
D
1
0.3
D
2
2
D
3
1.2
S
3
4.3
35
D
4
1
西安电子科技大学硕士学位论文
0
-5
-10
-15
S
11
S
21
S
-
p
a
r
a
m
e
t
e
r
s
(
d
B
)
-20
-25
-30
-35
-40
-45
-50
-55
-60
891
Frequency(GHz)
图 3.22 基于交叉耦合和二次模谐振器的滤波器S参数曲线
从图3.22中我们可以看到该滤波器的中心频率为11.01GHz，通带起止频率分别
为10.81GHz和11.21GHz，从而相应的3dB带宽为3.6%，并且在通带两侧各有一个
传输零点具体位置分别为10.69GHz和11.32GHz。通带内插入损耗低于0.6dB，回波
损耗在-26dB以下。
综合上面所讲，本节所设计的滤波器其相位模型可以总结为图3.23，通带左侧的
传输零点是由路径1-2（一次模）-3与路径1-3之间的相位差产生的，而通带右边的
传输零点则是由1-2（二次模）-3与路径1-3之间的相位差产生的。
+/-90
R
2
-90
-90
R
1
+90
R
3
-90
-90
R
2
-/+90
图 3.23 基于交叉耦合和二次模谐振器的滤波器相位模型
36
第三章 SIW交叉耦合滤波器设计
3.6.2 可调带宽
由上面的讨论我们可以知道②号谐振器中TE
101
模式的谐振频率主要是由微扰金
属通孔的半径以及位置所决定的，即S
3
和D
4
的值，所以我们可以利用这点来对滤波
器的带宽进行相应的调节以达到我们所需的滤波器性能。如图3.24所示，当S
3
增大
时在固定上边带的同时滤波器带宽变窄；当D
4
增大时，滤波器的下边带和上边带都
会向高频率处移动但前者移动幅度大于后者，所以滤波器带宽也就相应变窄。
0
-5
-10
-15
S
3
=3.9mm
S
3
=4.1mm
S
3
=4.3mm
S
3
=4.5mm
S
3
=4.7mm
0
-5
-10
-15
D
4
=0.8mm
D
4
=1.0mm
D
4
=1.2mm
D
4
=1.4mm
S
2
1
(
d
B
)
S
2
1
(
d
B
)
-20
-20
-25
-30
-35
-40
-25
-30
-35
-40
-45
9.510.010.511.011.512.012.5
-45
9.510.010.511.011.512.012.5
Frequency(GHz)
(a) (b)
图 3.24 (a)D
4
=1.0mm时S
3
对带宽的影响；(b)S
3
=4.3mm时D
4
对带宽的影响
Frequency(GHz)
3.6.3 测试结果及讨论
为了验证上述所讨论设计方法以及思路的正确性，我们将本节所设计的基于交叉
耦合和二次模谐振器的滤波器进行了加工和测试，这里我们用的是厚度为0.508mm，
相对介电常数为2.2的Roggers5880介质板材，具体实物如图3.25所示，其尺寸为
2.11
g
1.93
g
,其中
g
为在中心频率11.18GHz时的介质波导波长。实测的S参数与
仿真的对比图如图3.26所示。从图中我们可以观察到该滤波器的通带中心频率为
11.18GHz,3dB通带起止频率分别为11.04GHz和11.32GHz,从而相对带宽为2.5%，通
带内插入损耗小于1.3dB,回波损耗在-15dB以下，两个传输零点分别在10.84GHz和
11.4GHz.并且能够观察出实测结果与仿真结果吻合良好。
37
西安电子科技大学硕士学位论文
(a) (b)
图 3.25 基于交叉耦合与二次模谐振器滤波器实物图(a)上表面(b)下表面
0
-5
-10
-15
measured
simulated
S
-
p
a
r
a
m
e
t
e
r
s
(
d
B
)
-20
-25
-30
-35
-40
-45
-50
-55
-60
16
Frequency(GHz)
图 3.26 基于交叉耦合与二次模谐振器滤波器S参数实测与仿真对比图
3.7
本章小结
本章首先介绍了交叉耦合滤波器的由来以及现有研究现状，紧接着又介绍了传输
零点对滤波器响应的影响和对其滤波性能的改善以及引入传输零点的常用方法，并由
此详细展开讲解了滤波器交叉耦合的相位模型即CT和CQ结构模型，并讨论了不同
相位模型对传输零点位置的影响，之后为了印证上述理论的正确性以及将交叉耦合理
论与SIW技术相结合，我们又设计仿真了两款传输零点分别在左边和右边的CT结构
SIW滤波器，从而印证了理论的正确性。接下来我们又做了引申讨论，讨论将CT结
构的一个SIW谐振器尺寸拓展为原谐振器尺寸的两倍后激励出二次模对传输零点的
38
第三章 SIW交叉耦合滤波器设计
影响，并也同时进行了两个仿真实例的设计，也都印证了理论的正确性。最后在上述
理论的基础上将交叉耦合理论与二次模谐振器原理相结合引入一对微扰通孔，通过调
整微扰孔使得一次模谐振点和二次模谐振点相互靠近，从而产生一个具有两个传输零
点且带宽可调的滤波器响应曲线，最后为了验证设计思路的正确性对其进行了仿真，
优化，加工，测试。测试结果与仿真实例结果吻合良好。
39
西安电子科技大学硕士学位论文
40
第四章 基于电耦合SIW谐振器结构的准椭圆滤波器设计
第四章
4.1
引言
基于电耦合SIW谐振器结构的准椭圆滤波器设计
随着无线通讯系统的快速发展，对于滤波器的频率选择特性的要求也越来越高。
由于椭圆或准椭圆滤波器具有有限个传输零点来提高其通带频选特性，使得其在业内
得到了极大的关注。引入传输零点来获得椭圆和准椭圆滤波响应的方法有很多种，包
括交叉耦合、混合电磁耦合、旁路耦合以及源和负载耦合
[18, 23, 24, 48]
。并且，由于SIW
技术具有低差损、高品质因数、结构紧凑易集成等优势，使得其广泛应用于各种滤波
器设计。在过去的二十几年间，有许多椭圆和准椭圆滤波器是利用SIW腔体技术实
现的
[17, 27, 29, 49-51]
。在文献[48]中提出了一款具有两个传输零点的椭圆滤波器，两个零
点分别位于阻带的高频和低频端以提高频率选择特性，然而由于其利用的腔体结构使
得其尺寸相对较大。此外文献[27]中利用低温共烧陶瓷技术（LTCC）设计了一款具
有四个传输零点的SIW滤波器，虽然其阻带性能良好但是其相对带宽较窄，也很难
满足一些应用需求。
在本章中，首先我们利用一段加载了开路枝节的微带线来实现源和负载耦合，我
们利用这个结构将滤波器的两个的馈电端直接相连来实现源和负载耦合以获得传输
零点，而在文献[25, 29, 49-51]中，传输零点的获取分别是由源和负载的耦合或者是非
相邻谐振器间的交叉耦合来实现的，然而这些方法都引入了特殊的拓扑结构，这就导
致这些滤波器在设计过程中要么结构太复杂要么加工成本太高。本章所提出的滤波器
是直接将两个馈电端相连来实现源和负载耦合的，这就使得结构较为简单紧凑，易加
工。接着，在本章的后半部分又在上文提出的新型电耦合SIW谐振器结构的基础上，
引入SIW带阻谐振器结构
[52]
，从而在原有带通滤波器通带的高频端引入一个传输零
点，即在3.2节中提出的第二种引入传输零点的方法。因此设计出一款具有一个传输
零点的高频率选择特性三阶带通滤波器，相较于文献[52]，由于该滤波器利用了电耦
合SIW谐振器结构，其结构尺寸大大减小。根据本章所提的方法，对所两款滤波器
进行了设计，仿真，讨论研究以及加工测量，得出的测量数据与仿真数据基本吻合，
从而印证了设计思想的正确性。
4.2
基于电耦合SIW谐振器结构的四阶带通滤波器设计
从现有大部分文献中我们可以了解到，传统的SIW滤波器都是通过利用金属通
孔耦合窗来实现磁耦合，这类实现方法需要足够的空间来放置谐振腔和金属通孔耦合
窗，并且耦合强度只能通过对耦合窗的尺寸大小调节来改变，这就导致一方面所设计
41
西安电子科技大学硕士学位论文
的滤波器的尺寸相对较大，另一方面对于耦合强度的调节也会受到限制。从文献[51]
中我们可以知道，刻蚀在基片集成波导腔金属层上的矩形槽可以产生电耦合效果以取
代金属通孔磁耦合窗产生的磁耦合效果，如图4.1所示。此外利用矩形槽将腔体分割
成的谐振器间的耦合强度则同时由矩形槽的长和宽同时控制，这就使得较金属通孔磁
耦合窗而言矩形槽多了一个维度来控制耦合强度。并且矩形槽的物理尺寸调节起来也
比金属通孔磁耦合窗更容易。
图 4.1 两种方式表面磁场分布与横截面电场分布：(a)金属通孔磁耦合窗电磁场分布；(b)矩形槽
电耦合电磁场分布
根据上述文献所述方法，我们在基片集成波导腔上表面金属层刻蚀了五个对称
大小不重复的矩形槽来形成四个相邻的谐振器如图4.2所示，四个谐振器分别用虚线
标记出来，并记为R
1
、R
2
、
R
3
和R
4
，由此我们可以得到一个四阶带通滤波器。这里
我们采用的介质基板的相对介电常数
r
为2.2，且厚度
h
为0.508mm。
42
第四章 基于电耦合SIW谐振器结构的准椭圆滤波器设计
图 4.2 刻蚀了五个矩形槽的SIW腔上表面示意图
随后，我们通过电磁仿真软件对所述四阶带通滤波器进行了仿真和性能优化，其
物理模型图的各个尺寸数值见表4.1，如图4.3所示为其传输特性响应曲线。
表 4.1优化后的四阶带通滤波器的几何参数(mm)
W
L
25.17
S
D
1
W
50
1.71
L
50
7.18 17.36 1.5
W
t
4.53
L
t
3.66
SW
1
1.51
SW
2
2.01
SW
3
0.46
h
SL
1
6.12
SL
2
5.45
SL
3
4.35
0
-5
-10
-15
-20
-25
-30
-35
-40
-45
-50
-55
-60
-65
2345
SS
1
4.65
SS
2
3.83
r
2.2 0.508
S
-
p
a
r
a
m
e
t
e
r
s
(
d
B
)
S
11
S
21
678916
Frequency(GHz)
图 4.3 四阶带通滤波器仿真响应曲线
43
西安电子科技大学硕士学位论文
从上述仿真响应曲线可以看出该四阶带通滤波器的四个谐振点频率即传输极点
分别为7.16GHz、7.68GHz、8.94GHz和9.95GHz。
传统的SIW正方形腔体TE
101
模式的谐振频率可表示为：
f
0
c
2
r
2
(4-1)
a
2
其中a表示正方形的边长。
由此可知同样谐振频率在8GHz左右的介质相对介电常数为2.2的SIW正方形谐
振腔其尺寸大致为
18mm18mm
,可以看出其尺寸明显大于由矩形槽分割的谐振器尺
寸。另外从图4.3中我们也可以得出该四阶带通滤波器的起止频率分别为6.44GHz和
12.01GHz，带内插入损耗为0.82dB，并且由公式2-4和2-8可得其3dB相对带宽为
60.4%，20dB矩形系数为1.39。
4.3
源和负载耦合SIW准椭圆滤波器设计
4.3.1 源和负载耦合结构的引入
在目前大多数提高滤波器频率选择性的方法中，在滤波器的阻带引入传输零点已
经成为一个比较主流的方法了。大多数传输零点的引入都是在不同的谐振器间设置不
同的能量传输路径，使得在一个或多个频率点上多条传输路径上的能量具有相同的幅
度但不同的相位。在本节中，我们在上节所述四阶带通滤波器的基础上，提出了一种
直接源和负载耦合的方法，使在输入输出端口之间加入一条直接的耦合路径，而与谐
振器之间的耦合分离开来。这样做增强了耦合的可控性，同时更便于获得更多的传输
零点。我们利用在中间加载了两个开路枝节的微带线来直接将两端的馈线相连从而获
得传输路径实现源和负载耦合。所述滤波器立体图及上表面结构如图4.4所示。
(a)
44
第四章 基于电耦合SIW谐振器结构的准椭圆滤波器设计
(b)
图 4.4 源负载耦合SIW准椭圆滤波器：(a)立体图；(b)上表面图
则对应的拓扑结构如图4.5所示，对应两条传输路径即：源—负载路径和谐振器
1—谐振器2—谐振器3—谐振器4路径。
图 4.5 源负载耦合SIW准椭圆滤波器拓扑图
我们已经知道一个N阶滤波器最多只能产生(N-2)个传输零点，但如若引入了源
和负载耦合，则最多可产生N个传输零点。如图4.6源负载耦合仿真响应曲线所示，
在不影响上节四阶带通滤波器带内响应的前提下，我们通过源和负载耦合的效果在其
阻带增加了三个传输零点。这里我们同样用的是相对介电常数
r
为2.2，且厚度
h
为
0.508mm的介质基片来进行仿真的。其对应物理模型仿真优化后的各个参数数值见表
4.2。
45
西安电子科技大学硕士学位论文
0
-5
-10
-15
-20
-25
-30
-35
-40
-45
-50
-55
-60
-65
2345
S
-
p
a
r
a
m
e
t
e
r
s
(
d
B
)
S
11
S
21
67891617
Frequency(GHz)
图 4.6 源负载耦合SIW滤波器仿真响应曲线
表 4.2优化后SIW准椭圆滤波器的几何参数(mm)
W
L
25.17
S
D
1
W
50
1.71
L
50
7.18 17.36 1.5
W
t
4.53
L
t
3.67
SW
1
2.3
SW
2
2.01
SW
3
0.46
SL
1
6.11
SL
2
5.65
SL
3
4.35
SS
1
4
SS
2
4.2
W
1
0.4
h
W
2
1
W
3
0.4
L
1
8.8
L
2
4
L
3
7.675
r
2.2 0.508
很明显地，我们可以从图4.6中得到由于源和负载耦合后而产生的传输零点分别
位于3.51GHz、6.43GHz和13.03GHz.其中位于6.43GHz和位于13.03GHz的传输零
点用来产生陡峭的滤波器边缘选择特性，同时位于3.51GHz的传输零点用来拓宽滤
波器低频阻带的宽度，从而获得更好的带外响应。同样，我们还可以从图中得到通带
起止频率分别为6.68GHz和12.06GHz，中心频率为9.37GHz，相对带宽为57%，带
内插入损耗小于0.54dB，回波损耗在-15dB以下。
如上文我们讨论的，我们是利用带有一对开路枝节加载的微带线直接连接原有四
阶带通滤波器两端馈线来实现源和负载耦合的。这两个平行的开路枝节可以被看作是
耦合微带线，它们之间的耦合电容和耦合电感会影响两个馈电端口间的耦合，从而影
响零点的数量和分布。下面我们从图4.7，单纯的定性分析下零点的变化。如图4.7
（a）所示:当保持其他参数不变的情况下，仅改变W
3
的尺寸从0.2mm到0.5mm(间隔
为0.1mm)过程中，在通带两边的两个零点保持不变，远离通带的第三个零点随着W
3
46
第四章 基于电耦合SIW谐振器结构的准椭圆滤波器设计
的增大，其位置由通带高频端移动到了低频端，并且当W
3
=4mm时，第三个零点消
失，只剩下通带两边的两个零点；如图4.7（b）所示当保持其他参数不变的情况下，
仅改变L
2
的尺寸时在通带两边的两个零点保持不变,当L
2
=3.2mm时，远离通带的第
三个零点在通带的高频端，当L
2
=3.6mm时，第三个零点消失，当L
2
=4.0mm时第三
个零点在通带的低频端。
0
-5
-10
-15
-20
-25
-30
-35
-40
-45
-50
-55
-60
-65
23456
0
-5
-10
-15
-20
-25
-30
S
2
1
(
d
B
)
d
B
)
S
2
1
(
-35
-40
-45
-50
-55
-60
-65
-70
-75
234567891617181920
W
3
=0.2mm
W
3
=0.3mm
W
3
=0.4mm
W
3
=0.5mm
7891617181920
L
2
=3.2mm
L
2
=3.6mm
L
2
=4.0mm
Frequency(GHz)
Frequency(GHz)
（a）W
3
对传输零点的影响 （b）L
2
对传输零点的影响
图 4.7 开路枝节对SIW准椭圆滤波器S
21
响应曲线影响
4.3.2 测试结果及讨论
为了验证上述方法的正确性，我们对所设计的SIW准椭圆滤波器进行了加工和
测量，这里我们用的是厚度为0.508mm，相对介电常数为2.2的Roggers5880介质板
材，如图4.8所示。其尺寸为
1.02
g
0.71
g
,其中
g
为在中心频率9.1GHz时的介质
波导波长。同时图4.9也给出了滤波器的实测S参数频率响应与仿真S参数频率响应
曲线的对比图。
（a）正面 （b）背面
图 4.8 SIW准椭圆滤波器实物图
47
西安电子科技大学硕士学位论文
0
-5
-10
-15
-20
-25
-30
-35
-40
-45
-50
-55
-60
-65
-70
234567891617
S
-
p
a
r
a
m
e
t
e
r
s
(
d
B
)
Simulated
Measured
Frequency(GHz)
图 4.9 SIW准椭圆滤波器实测曲线和仿真曲线
从图中看出实测响应曲线通带从6.48GHz到11.66GHz，中心频率为9.1GHz，3dB
相对带宽为56%。在整个通带内插入损耗小于1.3dB,回波损耗低于-15dB，三个传输
零点分别在3.7GHz、6.6GHz和13GHz，20dB矩形系数为1.13。因此不难看出，我
们所设计的基于源和负载耦合的SIW准椭圆滤波器的仿真频率响应曲线和实测频率
响应曲线吻合的还是相当好的，进而说明了设计思路和方法的正确性。
4.4
基于SIW带阻谐振器结构的准椭圆滤波器设计
如前文所讲，我们可以利用在谐振器之间引入交叉耦合或源和负载的耦合，即利
用信号在不同的物理传输路径上具有等幅异相的特点使其能量相互抵消，从而在带通
滤波器的阻带范围内引入有限个传输零点，也就是第三章3.2节所讲的第一种引入传
输零点的方法。前文所讲的第三章以及本章的4.3节中所设计的滤波器都是属于这种
方法。本节将运用3.2节中所讲的第二种方法，即通过引入带阻谐振器的方法，在电
耦合SIW谐振器结构的基础上设计一款具有高频率选择特性的准椭圆滤波器。
表 4.3 SIW传输线以及SIW带阻谐振器几何参数（mm）
W
1
L
1
13
S
1
d
1
W
50
1.6
L
50
4
13.5 1.5
W
2
W
t
4.5
L
t
3.7
L
2
17.7 19.5
48
第四章 基于电耦合SIW谐振器结构的准椭圆滤波器设计
4.4.1 SIW带阻谐振器
图 4.10 (a)SIW传输线 (b)加载了SIW带阻谐振器的SIW传输线
如图4.10所示为一段SIW传输线和一段加载了SIW带阻谐振器的SIW传输线，
该SIW带阻谐振器结构实际上就是在SIW传输线上方加设一个矩形SIW谐振腔。其
具体参数尺寸见表4.3。下面我们利用高频仿真软件对二者结构进行仿真，得到其S
散射参数曲线对比图4.11。
0
-5
-10
-15
S
2
1
(
d
B
)
-20
-25
-30
-35
-40
-45
234567891011121314
SIW with band-stop resonator
SIW without band-stop resonator
Frequency(GHz)
图 4.11 SIW传输线与加载阻带谐振器的SIW传输线S
21
参数曲线
从图4.11中我们可以看出单纯的SIW传输线的散射参数呈现出一个高通特性，
而加载了带阻谐振器的SIW传输线则会在通带范围内产生一个明显的陷波频点，且
加载带阻谐振器的SIW传输线向低频端出现了些许频率偏移。接下来我们来讨论下
带阻谐振器尺寸对通带内抑制效果的影响。
49
西安电子科技大学硕士学位论文
0
-5
-10
-15
S
2
1
(
d
B
)
-20
-25
-30
-35
-40
-45
23456
L
1
=10mm
L
1
=11mm
L
1
=12mm
L
1
=13mm
L
1
=14mm
7891011121314
Frequency(GHz)
图 4.12 L
1
对陷波频点的影响
如图4.12所示，当固定其它参数尺寸不变时，随着L
1
的增大，该陷波频点向低
频端偏移，由此我们可以考虑到利用此种特性来调整所设计滤波器的传输零点。
4.4.2 带阻谐振器的引入
首先我们由4.2节中提出的方法设计仿真一款二阶带通滤波器，如图4.13所示。
其几何参数尺寸见表4.4，S参数曲线见图4.14。
R
1
S
1
d
R
2
L
t
S
2
W
t
L
50
W
3
W
4
L
4
L
3
L
2
W
50
W
2
图 4.13 二阶带通滤波器
50
第四章 基于电耦合SIW谐振器结构的准椭圆滤波器设计
表 4.4二阶带通滤波器几何参数（mm）
W
2
L
2
17.7
S
1
d
1
W
50
1.6
W
4
L
50
4
L
4
19.5 1.5
W
3
W
t
4.5
S
2
L
t
3.7
0
-5
-10
-15
L
3
7.6
0.23
2.3
4.8
7.2
S
-
p
a
r
a
m
e
t
e
r
s
(
d
B
)
-20
-25
-30
-35
-40
-45
-50
234567891011121314
S
11
S
21
Frequency(GHz)
图 4.14 二阶带通滤波器仿真响应曲线
如图4.13所示，三个矩形槽将SIW划分为两个谐振器R
1
和R
2
。从图4.14中我
们也可以看出通带内有两个传输极点，但滤波器带内以及带外效果都不是很理想。接
下来我们加入带阻谐振器，如图4.15所示。其几何参数见表4.5。
表 4.5加载带阻谐振器的准椭圆滤波器的几何参数（mm）
W
1
L
1
13
S
1
d
1
W
50
1.6
W
3
L
50
4
L
3
13.5 1.5
W
2
W
t
4.5
W
4
L
t
3.7
L
4
L
2
17.7
19.5
S
2
0.23
7.6
2.3
6.7 7.2
51
西安电子科技大学硕士学位论文
W
1
S
1
R
3
d
L
1
L
t
W
t
L
50
W
3
S
2
R
1
W
4
L
4
R
2
L
3
L
2
W
50
W
2
图 4.15 加载带阻谐振器的准椭圆滤波器
如图4.15所示，我们在原二阶带通滤波器的上方加入了一个SIW带阻谐振器，
其不但能起到引入传输零点的作用，同时也构成了第三个谐振器，这样也可以改善滤
波器的通带内效果，具体S参数曲线见图4.16所示。
0
-5
-10
S
-
p
a
r
a
m
e
t
e
r
s
(
d
B
)
-15
-20
-30
-35
-40
-45
-50
234567891011121314
S
11
S
21
Frequency(GHz)
图 4.16 加载带阻谐振器的准椭圆滤波器仿真响应曲线
对比图4.14，我们可以从图4.16中看出，滤波器的响应曲线的通带范围内多出
了一个传输极点，且在滤波器阻带的高频端产生了一个传输零点，使得滤波器高频端
边带变得十分陡峭，频率选择特性得以增强。而这些效果的改变正是因为带阻谐振器
的引入所产生，这也正好和3.2节中所提的第二种引入传输零点的方法相契合。并且
52
-25
第四章 基于电耦合SIW谐振器结构的准椭圆滤波器设计
从图4.16中我们可以得到，该滤波器的起止频率分别为5.41GHz和9.49GHz，中心
频率为7.45GHz，因此相对带宽为54.8%，通带范围内插入损耗小于0.4dB,回波损耗
低于-17dB，阻带高频端的传输零点频率为9.6GHz。
从上一节我们知道，带阻谐振器的尺寸可以调整陷波频点的位置，同样这里我们
可以想到，我们可以通过改变带阻谐振器的相关参数来调整传输零点的频率位置。如
图4.17所示。
0
-5
-10
-15
-20
S
2
1
(
d
B
)
-25
-30
-35
-40
-45
-50
2345678910
L
1
=10mm
L
1
=11mm
L
1
=12mm
L
1
=13mm
11121314
Frequency(GHz)
图 4.17 L
1
对传输零点位置的影响
从图4.17中我们可以看出当固定滤波器其他参数时，随着L
1
从10mm到13mm
的变化过程中，传输零点位置向低频端移动，这样也使得滤波器通带变窄。
4.4.3 测试结果及讨论
为了验证上述滤波器的设计思路及方法的正确性，我们根据仿真模型将上述基于
SIW带阻谐振器结构的准椭圆滤波器进行了加工和测量，这里我们用的是厚度为
0.508mm，相对介电常数为2.2的Roggers5880介质板材，如图4.18所示。其尺寸为
1.4
g
1.2
g
,其中
g
为在中心频率7.4GHz时的介质波导波长。同时图4.19也给出了
滤波器的实测S参数频率响应与仿真S参数频率响应曲线的对比图。
从图中看出实测响应曲线通带两端3dB损耗起止点分别为5.24GHz和9.51GHz，
中心频率7.4GHz，3dB相对带宽为58%。在整个通带内插入损耗小于1.4dB,回波损
耗低于-10dB，高频端传输零点位置为9.58GHz。由此我们可以得出结论，我们所设
计的基于SIW带阻谐振器结构的准椭圆滤波器仿真频率响应曲线和实测频率响应曲
线虽然有些许频偏但整体吻合良好，进而印证了设计思路和方法的正确性。
53
西安电子科技大学硕士学位论文
（a）正面 （b）背面
图 4.18 SIW带阻谐振器加载准椭圆滤波器实物图（a）正面（b）背面
0
-5
-10
-15
S
-
p
a
r
a
m
e
t
e
r
s
(
d
B
)
-20
-25
-30
-35
-40
-45
-50
3456789101112
Simulated
Measured
Frequency(GHz)
图 4.19 SIW带阻谐振器加载准椭圆滤波器实测曲线和仿真曲线
4.5
本章小结
本章首先介绍了现如今通信系统对滤波器选择特性需求的不断提高，从而引出椭
圆或准椭圆滤波器所受到的关注，同时列举了一些文献中的椭圆或准椭圆滤波器简要
介绍了其发展现状。接着本章在SIW电耦合谐振器结构的基础上设计出一款四阶带
通滤波器，其带内性能良好，但带外缓慢平滑过渡，性能欠佳。所以在此基础上，我
们通过一段加载了开路枝节的微带线将原有四阶带通滤波器两个馈电端直接相连从
而实现源和负载耦合，并因此在通带外引入三个传输零点从而实现准椭圆滤波响应，
得到一款SIW准椭圆滤波器。紧接着又在上述SIW电耦合谐振器带通滤波器设计的
基础上引入了SIW带阻谐振器，利用带阻谐振器对带通滤波器的性能进行改善，在
阻带高频端引入传输零点，又设计出了一款具有一个传输零点的准椭圆滤波器。最后
对所设计的两款滤波器的各个参数进行了进一步的优化，从而得出了性能最好的频率
54
第四章 基于电耦合SIW谐振器结构的准椭圆滤波器设计
响应效果，并以此对所设计的滤波器进行了加工以及其实际频率响应曲线的测量。所
测结果显示第一款SIW准椭圆滤波器的中心频率是9.1GHz，3dB相对宽带是56%（通
带范围从6.48GHz到11.66GHz），插损低于1.3dB，通带范围内的回损要好于-15dB；
第二款SIW准椭圆滤波器的中心频率是7.4GHz，3dB相对带宽为58%（通带起止频
率为5.24GHz和9.51GHz）,通带内插损低于1.4dB,回损优于-10dB。频率响应实测结
果和仿真结果有些许频率偏移但整体吻合良好。
55
西安电子科技大学硕士学位论文
56
第五章 总结与展望
第五章
5.1
工作总结
总结与展望
作为各类微波毫米波通信系统前端的一个重要组件，滤波器占据着不可替代的位
置，正是由于滤波器的重要性，使得对滤波器的设计过程要求特变的严苛，因此滤波
器的设计也就成为了通信系统组件中技术含量最高的一个。人类对电磁波的控制和利
用已经有上百年的历史了，发展到今天，各类无线电系统占据着不同频率波段，进而
导致可继续使用频谱资源日渐稀缺。这就要求滤波器具有更好的频率选择特性以适应
这种趋势。这就导致传统的巴特沃兹响应和切比雪夫响应滤波器已经不能满足这样的
要求，但如果在上述响应基础上引入传输零点使得滤波器响应曲线在边带有较好的矩
形系数则可以使得滤波器的频率选择特性得以提高，从而满足要求。通常我们可以在
谐振腔间构造交叉耦合、混合电磁耦合、旁路耦合以及源和负载耦合等拓扑结构来引
入传输零点。
与传统的金属波导谐振腔以及微带谐振器相比，基片集成波导波导（Substrate
Integrated Waveguide，SIW）谐振腔不光继承了上述两者高功率容量和低损耗的优点，
还具备辐射低、信号隔离度好、品质因数高等特点，并且由于其平面结构使得其易集
成、易实现小型化设计且造价低、可以大规模生产加工。
而本文的主要任务就是将基片集成波导结构和交叉耦合以及源和负载耦合等方
法相结合，讨论、设计加工出具有较好频率选择特性的SIW带通滤波器。
文章开头先讲解了滤波器的发展历程以及现状随后又介绍了微波滤波器的相关
理论知识，包括滤波器的滤波器响应类型以及重要的设计参数指标等。在讲解SIW
结构的部分，我们首先介绍了SIW的基本结构，以及其较金属波导而言谐振频率的
近似计算，之后又详细介绍了SIW谐振腔与微带梯形渐近线转换器结构，接着又介
绍了几种SIW谐振腔之间的耦合方法，为下面章节设计高选择性带通滤波器提供了
一定的方法启发。随后两个章节介绍了本文的主要工作，首先讨论了交叉耦合常用的
三谐振器耦合(Cascaded Triplet,CT)、四谐振器耦合（Cascaded Quadruplet,CQ）等拓
扑结构，以及由此产生的相位变化而导致传输零点位置的改变。并由此设计仿真出两
款传统CT结构SIW带通滤波器，随后又讨论了由于谐振腔体积的变化而导致激励出
二次模导致传输零点的变化。紧接着在此基础上在二次模谐振腔内引入微扰金属通
孔，通过控制通孔位置和尺寸设计出一款带宽可调的具有双零点的高选择性带通滤波
器。之后又受文献[51]启发设计出一款具有源和负载耦合的准椭圆滤波器和一款加载
了带阻谐振器的准椭圆滤波器，两款滤波器都具有非常好的频率选择特性，同时又因
57
西安电子科技大学硕士学位论文
为使用的是新型谐振器结构使得滤波器的尺寸也大大减小。
本文主要工作如下：
首先，通过查阅相关领域的国内外的学术期刊以及理论著作，学习并介绍了微波
滤波器设计的理论知识及其方法、SIW的基本结构和性能特征以及其与微带线的过渡
方法、SIW腔体间耦合实现方法，以及交叉耦合理论及相位模型。
然后,在上述理论基础上，设计加工出了一款通带两侧各具有一个传输零点，频
率选择性良好的交叉耦合带通滤波器，该滤波器的中心频率为11.18GHz相对带宽为
2.5%。且其带内最小插入损耗为1.3dB，带内回波损耗在-17dB以下。
最后为了进一步提升所设计滤波器的频率选择特性，我们通过在四阶带通滤波器
的基础上引入源和负载耦合来获得多个传输零点从而实现椭圆滤波器响应，该滤波器
中心频率9.1GHz，3dB相对带宽为56%。在整个通频带内插入损耗小于1.3dB,回波
损耗低于-15dB，三个传输零点分别在3.7GHz、6.6GHz和13GHz，20dB矩形系数为
1.13。接着又在上文所设计内容的基础上引入SIW带阻谐振器，设计出了一款高频端
边沿陡峭的准椭圆滤波器，其中心频率为7.4GHz,3dB相对带宽为58%，通带范围内
插入损耗小于1.4dB,回波损耗低于-10dB，阻带高频端的传输零点频率为9.58GHz。
5.2
工作展望
有关于SIW技术的研究已经有近20年历史，而交叉耦合理论也日渐完善，本文
作者虽然阅读了大量的文献，但对相关理论的理解仍不够全面，有些知识点仍会存在
疏漏。虽然根据以获得的知识设计出的三款滤波器都具备带外抑制强、高性能、尺寸
小、易于集成等优良性能，但由于行文过程中，作者查阅的资料有限，知识储备不足
以及时间等方面因素的限制，使得对所设计的滤波器的分析仍不够全面，需要通过后
期的研究进行完善。通过对文章的自我审视及检查，作者感到以下方面内容仍需进一
步探索：
（1）本文所设计制作出的第一款滤波器虽然带内性能优良，通带两侧各具有一
个传输零点且有很宽的阻带，但滤波器的相对带宽较窄可能不能满足一些应用需求，
所以可以通过后续研究来提高滤波器阶数来展宽带宽。
（2）第四章中所设计的第一款滤波器具有椭圆函数响应特性，在通带左右两端
均具有零点，但带内回波损耗仍有待改善，并且对传输零点的讨论仍不够详尽，所以
可以通过之后的进一步改善和探究，来将此滤波器的设计以及讨论进行完善。
（3）随着通信技术的不断发展，频谱资源变得越来越紧缺，尤其是在低频段，
可利用的频谱资源越来越有限，所以对高频率器件的需求也日益增加，本文所设计的
三款滤波器频段均在10GHz左右，仍不能应用于高频段的通信系统。所以后续工作
58
第五章 总结与展望
可以围绕着高频段的滤波器设计展开，这样更能够迎合时代的发展。
（4）这些年各种新材料技术的不断创新，以及先进加工工艺的不断发展和革新，
从传统的PCB介质板，到低温共烧陶瓷技术（LTCC）再到微机电加工技术（MEMS）
等等新型材料以及加工工艺的提出，为滤波器设计发展开拓了新的方向。所以为了顺
应这个发展趋势，我们在后续的工作中，可以尝试将这些技术与我们的滤波器设计结
合起来设计制造出性能更加优越的滤波器。
（5）由于本文作者知识水平有限，对于交叉耦合理论的讨论紧限于相位模型方
面，并未从更加理论化的方面讨论，后续工作应该将其拓展到理论层面进行更为细致
的讨论。
59
西安电子科技大学硕士学位论文
60
参考文献
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致谢
致谢
时光如白驹过隙，不知不觉中，三年多的光阴已飞逝而去。研究生的学习生涯也
即将接近尾声。回首过往，哭过、笑过、努力过、失望过、有些许遗憾，但更多的是
感激。感谢一路走来陪在我身边的家人，老师以及同学们。因为有你们的加油和鼓励，
才让我充满信心和斗志，以一种乐观向上的心态去迎接困难和挑战。
首先我要特别感谢我的导师安翔教授。本论文从选题、收集、撰写到成稿，无一
不是在安老师的悉心指导下完成的，他细心严谨的工作态度给了我极大的影响和帮
助，让我受益终生。回想这几年来安老师对我孜孜不倦的耐心教导，让我学到的不仅
仅是专业知识，更是做事、做人的方法和态度，这些宝贵的经验和精神财富我将永远
铭记。在此，向尊敬的安老师表示衷心的谢意。
同时，我还要感谢同一课题组的吕志清老师。吕老师谦逊内敛的做事风格以及严
谨的治学态度都是值得我去学习的！
还要感谢同课题组师兄们在学习以及生活上的帮助！感谢实验室的同门以及师弟
师妹们的陪伴，和你们在一起度过的轻松而快乐的时光弥足珍贵！
由衷感谢我的父母，父母的养育之恩无以为报，这一路走来，无论是在物质上还
是精神上父母都给予了我最大的支持。在我人生中最无助最灰暗的阶段也是父母站在
我的身后给与我力量战胜困难，你们对我无私的爱是我生命中最坚固的动力以及力量
源泉！
最后，我要向在百忙之中参与审阅、评议本论文的各位老师以及参与本人论文答
辩的各位老师表示由衷的感谢！
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西安电子科技大学硕士学位论文
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作者简介
作者简介
1. 基本情况
周奇，男，湖北鄂州人，1991年6月出生，西安电子科技大学电子工程学院电
子与通信工程专业2015级硕士研究生。
2. 教育背景
2011.09～2015.07 南昌大学，本科，专业：通信工程
2015.09～ 西安电子科技大学，硕士研究生，专业：电子与通信工程
3. 攻读硕士学位期间的研究成果
3.1 发表学术论文
[1] Xiang An, Qi Zhou, Zhiqing Lv. An SIW quasi-elliptic filter with a controllable
bandwidth based on cross coupling and dual-mode resonance cavity[J]. Progress In
Electromagnetics Research M, 2018, 76:55-63（EI检索）
3.2 申请专利
[1] 安翔，周奇. 基于源和负载耦合的基片集成波导准椭圆带通滤波器： 中国，
2.5[P]. 2018年9月.
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修
ｆ
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版权声明：本文标题：基于SIW技术的高选择性带通滤波器的设计与实现 内容由网友自发贡献，该文观点仅代表作者本人， 转载请联系作者并注明出处：http://roclinux.cn/p/1735439416a1664400.html， 本站仅提供信息存储空间服务，不拥有所有权，不承担相关法律责任。如发现本站有涉嫌抄袭侵权/违法违规的内容，一经查实，本站将立刻删除。
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